Anahtarlamalı voltaj regülatörleri MC34063A, MC33063A, NCV33063A. Mikro devre MC34063 anahtarlama devresi Mc34063 ters düşüş

Herhangi bir cihazın geliştiricisi "Gerekli voltaj nasıl elde edilir?" Sorusuyla karşılaştığında cevap genellikle basittir - doğrusal stabilizatör. Kuşkusuz avantajları düşük maliyetleri ve minimum kablolamadır. Ancak bu avantajların yanı sıra bir dezavantajları da var - güçlü ısıtma. Doğrusal stabilizatörler çok sayıda değerli enerjiyi ısıya dönüştürür. Bu nedenle bu tür stabilizatörlerin pille çalışan cihazlarda kullanılması önerilmez. Daha ekonomiktir DC-DC dönüştürücüler . İşte bunun hakkında konuşacağız.

Arka plan:

Çalışma prensipleri hakkında her şey benden önce söylendi, o yüzden üzerinde durmayacağım. Sadece şunu söyleyeyim, bu tür dönüştürücüler Yükseltme (yükseltme) ve Yükseltme (aşamalı) dönüştürücüler halinde gelir. Tabii ki ikincisi ilgimi çekti. Yukarıdaki resimde ne olduğunu görebilirsiniz. Dönüştürücü devreleri veri sayfasından benim tarafımdan dikkatlice yeniden çizildi :-) Step-Down dönüştürücüyle başlayalım:

Gördüğünüz gibi zorlayıcı bir şey yok. Dirençler R3 ve R2, voltajın çıkarıldığı ve mikro devrenin geri besleme ayağına beslendiği bir bölücü oluşturur MC34063. Buna göre bu dirençlerin değerlerini değiştirerek dönüştürücünün çıkışındaki voltajı değiştirebilirsiniz. Direnç R1, kısa devre durumunda mikro devreyi arızadan korumaya yarar. Bunun yerine bir jumper lehimlerseniz, koruma devre dışı kalacak ve devre, tüm elektronik cihazların çalıştığı sihirli bir duman yayabilir. :-) Bu direncin direnci ne kadar büyük olursa, dönüştürücünün iletebileceği akım da o kadar az olur. 0,3 ohm direnci ile akım yarım amperi geçmeyecektir. Bu arada, tüm bu dirençler benimki tarafından hesaplanabilir. Jikleyi hazır aldım ama kimse onu kendim sarmamı yasaklamıyor. Önemli olan gerekli akıma sahip olmasıdır. Diyot aynı zamanda herhangi bir Schottky'dir ve ayrıca gerekli akım içindir. Son çare olarak iki düşük güçlü diyotu paralel bağlayabilirsiniz. Kapasitör voltajları şemada gösterilmemiştir, giriş ve çıkış voltajına göre seçilmelidirler. Çift rezervle almak daha iyidir.
Step-UP dönüştürücünün devresinde küçük farklılıklar vardır:

Parça gereksinimleri Step-Down ile aynıdır. Ortaya çıkan çıkış voltajının kalitesine gelince, oldukça kararlı ve dedikleri gibi dalgalanmalar küçük. (Henüz bir osiloskopum olmadığı için dalgalar hakkında kendim bir şey söyleyemem). Sorular, öneriler yorumlarda.

Bu eser yaklaşık 3 kahramandan oluşacak. Neden kahramanlar?))) Antik çağlardan beri kahramanlar Anavatan'ın savunucularıdır, "çalan", yani kurtarılan ve şimdiki gibi "çalmayan" zenginlik değil.. Tahriklerimiz darbe dönüştürücülerdir, 3 tip (adım aşağı, yükseltici, invertör). Üstelik üçü de bir MC34063 yongasında ve 150 μH endüktanslı bir tür DO5022 bobininde. Devresi ve kartı bu makalenin sonunda verilen pin diyotları kullanan bir mikrodalga sinyal anahtarının parçası olarak kullanılırlar.

MC34063 yongasındaki DC-DC düşürücü dönüştürücünün (aşamalı, düşürücü) hesaplanması

Hesaplama ON Semiconductor'ın standart "AN920/D" yöntemi kullanılarak gerçekleştirilir. Dönüştürücünün elektrik devre şeması Şekil 1'de gösterilmektedir. Devre elemanlarının numaraları devrenin en son versiyonuna karşılık gelir ("Driver of MC34063 3in1 - ver 08.SCH" dosyasından).

Şekil 1 Bir düşürücü sürücünün elektrik devre şeması.

IC çıkışları:

Sonuç 1 - SWC(anahtar toplayıcı) - çıkış transistörü toplayıcı

Sonuç 2 - S.W.E.(anahtar verici) - çıkış transistörünün vericisi

Sonuç 3 - TS(zamanlama kapasitörü) - bir zamanlama kapasitörünü bağlamak için giriş

Sonuç 4 - GND– toprak (düşürücü DC-DC'nin ortak kablosuna bağlanır)

Sonuç 5 - CII(Facebook) (karşılaştırıcı ters çevirme girişi) - karşılaştırıcının ters çevirme girişi

Sonuç 6 - VCC- beslenme

Sonuç 7 - ipk- maksimum akım sınırlama devresinin girişi

Sonuç 8 - Demokratik Kongo Cumhuriyeti(sürücü toplayıcı) - çıkış transistörü sürücüsünün toplayıcısı (mikro devrenin içinde bulunan bir Darlington devresine göre bağlanan iki kutuplu bir transistör aynı zamanda bir çıkış transistörü sürücüsü olarak da kullanılır).

Elementler:

L 3- gaz kelebeği. Açık tip bir indüktör (ferrit ile tamamen kapatılmamış) - Oilkraft'tan DO5022T serisi veya Bourns'tan RLB kullanmak daha iyidir, çünkü böyle bir indüktör, yaygın kapalı tip CDRH Sumida indüktörlerden daha yüksek bir akımda doygunluğa girer. Hesaplanan değerden daha yüksek endüktanslı bobinlerin kullanılması daha iyidir.

11'den itibaren- zamanlama kapasitörü, dönüşüm frekansını belirler. 34063 çip için maksimum dönüşüm frekansı yaklaşık 100 kHz'dir.

R 24, R 21— karşılaştırıcı devresi için voltaj bölücü. Karşılaştırıcının evirmeyen girişi dahili regülatörden 1,25V voltajla beslenir ve evirici girişi bir voltaj bölücüden sağlanır. Bölücüden gelen voltaj dahili regülatörden gelen voltaja eşit olduğunda karşılaştırıcı çıkış transistörünü değiştirir.

C2, C5, C8 ve C17, C18- sırasıyla çıkış ve giriş filtreleri. Çıkış filtresi kapasitansı, çıkış voltajı dalgalanmasının miktarını belirler. Hesaplamalar sırasında belirli bir dalgalanma değeri için çok büyük bir kapasitansın gerekli olduğu ortaya çıkarsa, hesaplamayı büyük dalgalanmalar için yapabilir ve ardından ek bir LC filtresi kullanabilirsiniz. Giriş kapasitansı genellikle 100 ... 470 μF alınır (TI önerisi en az 470 μF'dir), çıkış kapasitansı da 100 ... 470 μF (220 μF alınır) alınır.

11-12-13 (RSC)- akım algılama direnci. Akım sınırlama devresi için gereklidir. Maksimum çıkış transistör akımı MC34063 için = 1,5A, AP34063 için = 1,6A. Tepe anahtarlama akımı bu değerleri aşarsa mikro devre yanabilir. Tepe akımının maksimum değerlere bile yaklaşmadığı kesin olarak biliniyorsa bu direnç kurulamaz. Hesaplama özellikle tepe akımı (dahili transistörün) için yapılır. Harici bir transistör kullanıldığında, tepe akımı onun içinden akarken, daha küçük bir (kontrol) akımı dahili transistörden akar.

VT 4 – hesaplanan tepe akımı 1,5A'yı aştığında (büyük bir çıkış akımında) devreye harici bir bipolar transistör yerleştirilir. Aksi takdirde mikro devrenin aşırı ısınması arızasına neden olabilir. Çalışma modu (transistör taban akımı) R 26 , R 28 .

VD 2 – En az 2U çıkışlı voltaj (ileri ve geri) için Schottky diyot veya ultra hızlı diyot

Hesaplama prosedürü:

• Nominal giriş ve çıkış gerilimlerini seçin: V girişi, V çıkışı ve maksimum

çıkış akımı ben dışarıdayım.

Bizim şemamızda V girişi =24V, V çıkışı =5V, I çıkışı =500mA(maksimum 750 mA)

• Minimum giriş voltajını seçin V inç(dak) ve minimum çalışma frekansı f dk Seçilmiş ile V girişi Ve ben dışarıdayım.

Bizim şemamızda V in(min) =20V (teknik spesifikasyona göre), seçmek f min =50 kHz

3) Değeri hesaplayın (t açık +t kapalı) maks formüle göre (t açık +t kapalı) maks =1/f min, t açık (maks)- çıkış transistörünün açık olduğu maksimum süre, toff(maks)— çıkış transistörünün kapalı olduğu maksimum süre.

(t açık +t kapalı) maks =1/f min =1/50kHz=0.02 HANIM=20 μS

Oranı hesapla açık/kapalı formüle göre t açık /t kapalı =(V çıkış +V F)/(V giriş(dak) -V sat -V çıkış), Nerede VF- diyot boyunca voltaj düşüşü (ileri - ileri voltaj düşüşü), V oturdu- belirli bir akımda tamamen açık durumdayken (doyma - doyma voltajı) çıkış transistörü üzerindeki voltaj düşüşü. V oturdu belgelerde verilen grafik veya tablolardan belirlenir. Formülden açıkça görülüyor ki daha fazlası V girişi, V çıkışı ve birbirlerinden ne kadar farklı olursa, nihai sonuç üzerindeki etkileri de o kadar az olur VF Ve V oturdu.

(t açık /t kapalı) maks =(V çıkış +V F)/(V giriş(dak) -V sat -V çıkış)=(5+0,8)/(20-0,8-5)=5,8/14,2=0,408

4) Bilmek açık/kapalı Ve (t açık +t kapalı) maks Denklem sistemini çöz ve bul t açık (maks).

t kapalı = (t açık +t kapalı) maks / ((t açık /t kapalı) maks +1) =20μS/(0.408+1)=14.2 μS

devam et (maksimum) =20- kapalı=20-14,2 µS=5,8 µS

5) Zamanlama kapasitörünün kapasitansını bulun 11'den itibaren (CT) formüle göre:

C 11 = 4,5*10 -5 *t açık(maks).

C 11 = 4.5*10 -5 * devam et (maksimum) =4,5*10 - 5*5,8 µS=261pF(bu minimum değerdir), 680pF alın

Kapasitans ne kadar küçük olursa frekans o kadar yüksek olur. Kapasitans 680pF, 14KHz frekansına karşılık gelir

6) Çıkış transistöründeki tepe akımını bulun: I PK(anahtar) =2*I çıkış. Çıkış transistörünün maksimum akımından (1,5 ... 1,6 A) daha büyük olduğu ortaya çıkarsa, bu tür parametrelere sahip bir dönüştürücü imkansızdır. Daha düşük bir çıkış akımı için devreyi yeniden hesaplamak gerekir ( ben dışarıdayım) veya harici transistörlü bir devre kullanın.

I PK(anahtar) =2*I çıkış =2*0,5=1A(maksimum çıkış akımı 750mA için ben PK(anahtar) = 1.4A)

7) Hesapla RSC formüle göre: R sc =0,3/I PK(anahtar).

R sc =0,3/I PK(anahtar) =0,3/1=0,3 Ohm, 3 direnci paralel bağlıyoruz ( 11-12-13) 1ohm

8) Çıkış filtresi kapasitörünün minimum kapasitansını hesaplayın: C 17 =I PK(anahtar) *(t açık +t kapalı) maks /8V dalgalanma(p-p), Nerede V dalgalanma(p-p)- Çıkış voltajı dalgalanmasının maksimum değeri. Maksimum kapasite, hesaplanana en yakın standart değerlerden alınır.

17'den itibaren =ben PK (anahtar) *(devam et+ kapalı) maksimum/8 V dalgalanması (P — P) =1*14,2 µS/8*50 mV=50 µF, 220 µF alın

9) İndüktörün minimum endüktansını hesaplayın:

L 1(dk.) = devam et (maksimum) *(V girişi (dk.) — V oturdu— V çıkışı)/ ben PK (anahtar) . C 17 ve L 1 çok büyükse dönüşüm sıklığını artırmayı deneyebilir ve hesaplamayı tekrarlayabilirsiniz. Dönüşüm frekansı ne kadar yüksek olursa, çıkış kapasitörünün minimum kapasitansı ve indüktörün minimum endüktansı o kadar düşük olur.

L 1(min) =t açık(maks) *(V giriş(dak) -V sat -V çıkış)/I PK(anahtar) =5,8μS *(20-0.8-5)/1=82.3 µH

Bu minimum endüktanstır. MC34063 mikro devresi için indüktörün, hesaplanan değerden kasıtlı olarak daha büyük bir endüktans değeri ile seçilmesi gerekir. CoilKraft DO5022'den L=150μH'yi seçiyoruz.

10) Bölücü dirençleri orandan hesaplanır V çıkışı =1,25*(1+R 24 /R 21). Bu dirençler en az 30 ohm olmalıdır.

V out = 5V için R 24 = 3,6K alırız, o zamanR 21 =1,2K

Çevrimiçi hesaplama http://uiut.org/master/mc34063/ hesaplanan değerlerin doğruluğunu gösterir (Ct=C11 hariç):

Ayrıca hesaplanan değerlerin doğruluğunu da gösteren başka bir çevrimiçi hesaplama http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm vardır.

12) Paragraf 7'deki hesaplama koşullarına göre, 1A'lık (Maks. 1,4A) tepe akımı, transistörün maksimum akımına yakındır (1,5 ... 1,6 A).Zaten tepe noktasında harici bir transistörün kurulması tavsiye edilir. Mikro devrenin aşırı ısınmasını önlemek için 1A akımı. Bu bitti. Akım aktarım katsayısı 40 olan transistör VT4 MJD45'i (PNP tipi) seçiyoruz (transistör doyma modunda çalıştığından ve üzerindeki voltaj düşüşleri yaklaşık = 0,8V olduğundan h21e'nin mümkün olduğu kadar yüksek alınması önerilir). Bazı transistör üreticileri, veri sayfası başlığında Usat doyma voltajının düşük, yaklaşık 1V olduğunu ve buna göre yönlendirilmeniz gerektiğini belirtir.

Seçilen transistör VT4'ün devrelerindeki R26 ve R28 dirençlerinin direncini hesaplayalım.

Transistör VT4'ün temel akımı: BEN b= ben PK (anahtar) / H 21 ah . BEN b=1/40=25mA

BE devresindeki direnç: R 26 =10*H21e/ ben PK (anahtar) . R 26 =10*40/1=400 Ohm (R 26 =160 Ohm alın)

R 26 direncinden geçen akım: I RBE =V BE /R 26 =0,8/160=5mA

Temel devredeki direnç: R 28 =(Vin(min)-Vsat(sürücü)-V RSC -V BEQ 1)/(I B +I RBE)

R 28 =(20-0.8-0.1-0.8)/(25+5)=610 Ohm, 160 Ohm'dan daha azını alabilirsiniz (R 26 ile aynı, çünkü yerleşik Darlington transistörü daha küçük bir direnç için daha fazla akım sağlayabilir.

13) Engelleyici elemanları hesaplayın R 32, C 16. (yükseltme devresinin hesaplanmasına ve aşağıdaki şemaya bakın).

14) Çıkış filtresinin elemanlarını hesaplayalım L 5 , R 37, C 24 (G. Ott “Elektronik sistemlerde gürültüyü ve paraziti bastırma yöntemleri” s. 120-121).

Ben seçtim - bobin L5 = 150 µH (aktif dirençli dirençli aynı tip bobin Rdross = 0,25 ohm) ve C24 = 47 µF (devre 100 µF'lik daha büyük bir değeri gösterir)

Filtre zayıflama azalışını hesaplayalım xi =((R+Rdross)/2)* root(C/L)

Filtrenin göreceli frekans tepkisinin (filtre rezonansı) aşımını ortadan kaldırmak için zayıflama azalması 0,6'dan az olduğunda R=R37 ayarlanır. Aksi takdirde, bu kesme frekansındaki filtre, salınımları azaltmak yerine güçlendirecektir.

R37 olmadan: Ksi=0,25/2*(kök 47/150)=0,07 - frekans tepkisi +20dB'ye yükselecektir, bu kötüdür, dolayısıyla R=R37=2,2 Ohm'u ayarladık, sonra:

C R37: Xi = (1+2,2)/2*(kök 47/150) = 0,646 - Xi 0,5 veya daha yüksek olduğunda frekans tepkisi azalır (rezonans yoktur).

Filtrenin rezonans frekansı (kesme frekansı) Fср=1/(2*pi*L*C) mikro devrenin dönüşüm frekanslarının altında olmalıdır (böylece bu yüksek frekanslar 10-100 kHz'i filtreler). Belirtilen L ve C değerleri için, 10-100 kHz dönüştürücünün çalışma frekansından daha az olan Faver = 1896 Hz elde ederiz. R37 direnci birkaç Ohm'dan fazla artırılamaz çünkü üzerindeki voltaj düşecektir (500mA yük akımı ve R37=2,2 Ohm ile voltaj düşüşü Ur37=I*R=0,5*2,2=1,1V olacaktır) .

Tüm devre elemanları seçilmiştir yüzeye montaj

Buck dönüştürücü devresindeki çeşitli noktalardaki çalışmanın osilogramları:

15) a) Osilogramlar yüksüz ( Uin=24V, Uout=+5V):

Dönüştürücünün çıkışında voltaj +5V (C18 kondansatöründe) yüksüz

Transistör VT4'ün toplayıcısındaki sinyal, yüksüz olduğundan 30-40Hz frekansa sahiptir. devre yaklaşık 4 mA tüketir yüksüz

Mikro devrenin pin 1'indeki (alt) kontrol sinyalleri ve transistör VT4'e dayalı (üst) yüksüz

b) Osilogramlar yük altında(Uin=24V, Uout=+5V), frekans ayar kapasitansı c11=680pF ile. Direncin direncini azaltarak yükü değiştiriyoruz (aşağıda 3 osilogram). Stabilizatörün çıkış akımı, giriş gibi artar.

Yük - Paralel olarak 3 adet 68 ohm direnç ( 221 mA) Giriş akımı – 70mA

Sarı ışın - transistör tabanlı sinyal (kontrol) Mavi ışın - transistörün toplayıcısındaki sinyal (çıkış) Yük - Paralel olarak 5 adet 68 ohm direnç ( 367 mA) Giriş akımı – 110mA

Sarı ışın - transistör tabanlı sinyal (kontrol) Mavi ışın - transistörün toplayıcısındaki sinyal (çıkış) Yük - 1 direnç 10 ohm ( 500mA) Giriş akımı – 150mA

Sonuç: yüke bağlı olarak, darbe tekrarlama frekansı değişir, daha yüksek bir yük ile frekans artar, ardından biriktirme ve bırakma aşamaları arasındaki duraklamalar (+5V) kaybolur, yalnızca dikdörtgen darbeler kalır - stabilizatör "sınırda" çalışır yetenekleri. Bu aynı zamanda aşağıdaki osilogramda da görülebilir, "testere" voltajı yükseldiğinde stabilizatör akım sınırlama moduna girer.

c) Maksimum 500mA yükte frekans ayar kapasitansı c11=680pF'deki voltaj

Sarı ışın - kapasitans sinyali (kontrol testeresi) Mavi ışın - transistörün toplayıcısındaki sinyal (çıkış) Yük - 1 direnç 10 ohm ( 500mA) Giriş akımı – 150mA

d) Maksimum 500 mA yükte stabilizatörün (c18) çıkışındaki voltaj dalgalanması

Sarı ışın - çıkışta titreşim sinyali (s18) Yük - 1 direnç 10 ohm ( 500mA)

Maksimum 500 mA yükte LC(R) filtresinin (c24) çıkışındaki voltaj dalgalanması

Sarı ışın - LC(R) filtresinin çıkışındaki dalgalanma sinyali (c24) Yük - 1 direnç 10 ohm ( 500mA)

Sonuç: Tepeden tepeye dalgalanma voltajı aralığı 300mV'den 150mV'ye düştü.

e) Sönümleyicisiz sönümlü salınımların osilogramı:

Mavi ışın - söndürücüsü olmayan bir diyot üzerinde (zamanla bir darbenin eklenmesi görülebilir) döneme eşit değil, çünkü bu PWM değil, PFM)

Sönümleyicisiz sönümlü salınımların osilogramı (büyütülmüş):

MC34063 yongasında yükseltici, yükseltici DC-DC dönüştürücünün hesaplanması

http://uiut.org/master/mc34063/. Takviye sürücüsü için, temel olarak para sürücüsü hesaplamasıyla aynıdır, bu nedenle güvenilir olabilir. Çevrimiçi hesaplama yaparken şema otomatik olarak şu şekilde değişir: standart diyagram“AN920/D”den Giriş verileri, hesaplama sonuçları ve tipik devrenin kendisi aşağıda sunulmuştur.

— alan etkili N-kanallı transistör VT7 IRFR220N. Mikro devrenin yük kapasitesini arttırır ve hızlı geçişe izin verir. Seçen: Takviye dönüştürücünün elektrik devresi Şekil 2'de gösterilmektedir. Devre elemanlarının sayıları devrenin en son sürümüne karşılık gelir ("Driver of MC34063 3in1 - ver 08.SCH" dosyasından). Şema, standart çevrimiçi hesaplama şemasına dahil olmayan unsurları içerir. Bunlar aşağıdaki unsurlardır:

• Maksimum drenaj kaynağı voltajı V KDS =200V, çünkü çıkış voltajı yüksek +94V
• Düşük kanal voltaj düşüşü RDS(açık)maks =0,6ÖM. Kanal direnci ne kadar düşük olursa, ısıtma kayıpları o kadar düşük ve verim o kadar yüksek olur.
• Kapı yükünü belirleyen küçük kapasitans (giriş) Qg (Toplam Kapı Ücreti) ve düşük kapı giriş akımı. Belirli bir transistör için BEN=Qg*FSW=15nC*50 KHz=750uA.
• Maksimum drenaj akımı İD=5A, 100 mA çıkış akımında darbe akımı Ipk=812 mA olduğundan

- R30, R31 ve R33 voltaj bölücü elemanları (V GS = 20V'den fazla olmaması gereken VT7 geçidinin voltajını azaltır)

- transistör VT7'yi kapalı duruma geçirirken giriş kapasitansı VT7 - R34, VD3, VT6'nın deşarj elemanları. VT7 geçidinin bozunma süresini 400nS'den (gösterilmemiştir) 50nS'ye (50nS bozunma süresine sahip dalga biçimi) azaltır. Mikro devrenin pin 2'sindeki Log 0, PNP transistörü VT6'yı açar ve giriş kapısı kapasitansı CE bağlantısı VT6 üzerinden boşaltılır (basitçe R33, R34 direncinden daha hızlı).

— hesaplama sırasında L bobininin çok büyük olduğu ortaya çıkar, daha düşük bir nominal değer L = L4 (Şekil 2) = 150 μH seçilir

— C21, R36 durdurma elemanları.

Snubber hesaplaması:

Dolayısıyla L=1/(4*3,14^2*(1,2*10^6)^2*26*10^-12)=6,772*10^4 Rsn=√(6,772*10^4 /26*10^- 12)=5,1KOhm

Söndürücü kapasitansının boyutu genellikle uzlaşmacı bir çözümdür, çünkü bir yandan kapasitans ne kadar büyük olursa yumuşatma o kadar iyi olur (daha az salınım sayısı), diğer yandan her döngüde kapasitans yeniden şarj edilir ve enerjinin bir kısmını dağıtır. Dirençten geçen faydalı enerji verimliliği etkiler (genellikle normal olarak tasarlanmış bir susturucu verimliliği yüzde birkaç oranında çok az azaltır).

Değişken bir direnç takarak direnci daha doğru belirledik R=1 k

Şekil 2 Yükseltici, yükseltici sürücünün elektrik devre şeması.

Yükseltici dönüştürücü devresindeki çeşitli noktalardaki çalışmanın osilogramları:

a) Çeşitli noktalardaki gerilim yüksüz:

Çıkış voltajı - yüksüz 94V

Yüksüz kapı voltajı

Yüksüz drenaj voltajı

b) transistör VT7'nin kapısındaki (sarı ışın) ve drenajındaki (mavi ışın) voltaj:

kapı ve drenajda yük altında frekans 11 kHz'den (90 µs) 20 kHz'e (50 µs) değişir - bu PWM değil, PFM'dir

kapıda ve sınırlayıcı olmadan yük altında tahliye (gerilmiş - 1 salınım süresi)

kapıda ve yük altında frenle drenaj

c) ön ve arka kenar voltaj pimi 2 (sarı ışın) ve geçit (mavi ışın) VT7 üzerinde, pim 3'ü gördüm:

mavi - VT7 kapısında 450 ns yükselme süresi

Sarı - pin 2 çip başına yükselme süresi 50 ns mavi - VT7 kapısında 50 ns yükselme süresi

F=11k kontrol serbest bırakmalı Ct (IC'nin pim 3'ü) üzerinde testere

MC34063 çipi üzerinde DC-DC invertörün (yükseltme/düşürme, invertör) hesaplanması

Hesaplama ayrıca ON Semiconductor'ın standart "AN920/D" yöntemi kullanılarak gerçekleştirilir.

Hesaplama hemen "çevrimiçi" http://uiut.org/master/mc34063/ yapılabilir. Tersine çeviren bir sürücü için bu, temelde bir kova sürücü için yapılan hesaplamayla aynıdır, bu nedenle ona güvenilebilir. Çevrimiçi hesaplama sırasında şema otomatik olarak “AN920/D”den standart şemaya geçer.Giriş verileri, hesaplama sonuçları ve standart şemanın kendisi aşağıda sunulmuştur.

— bipolar PNP transistör VT7 (yük kapasitesini artırır) Evirici dönüştürücünün elektrik devresi Şekil 3'te gösterilmektedir. Devre elemanlarının sayıları devrenin en son sürümüne karşılık gelir (“Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH dosyasından) ”). Şema, standart çevrimiçi hesaplama şemasına dahil olmayan unsurları içerir. Bunlar aşağıdaki unsurlardır:

— gerilim bölücü elemanlar R27, R29 (VT7'nin temel akımını ve çalışma modunu ayarlar),

— C15, R35 durdurma elemanları (gaz kelebeğinden gelen istenmeyen titreşimleri bastırır)

Bazı bileşenler hesaplananlardan farklıdır:

• L bobini hesaplanan değerden L = L2 (Şekil 3) = 150 μH'den daha az alınır (tüm bobinler aynı tiptedir)
• çıkış kapasitansı hesaplanandan daha az alınır C0=C19=220μF
• Frekans ayar kapasitörü 14KHz frekansına karşılık gelen C13=680pF alınmıştır.
• bölücü dirençler R2=R22=3.6K, R1=R25=1.2K (ilk olarak çıkış voltajı -5V için alınır) ve son dirençler R2=R22=5.1K, R1=R25=1.2K (çıkış voltajı -6.5V)

Akım sınırlama direnci Rsc olarak alınır - her biri 1 Ohm olan paralel 3 direnç (sonuç olarak direnç 0,3 Ohm)

Şekil 3 İnverterin elektrik devre şeması (yükseltme/düşürme, invertör).

İnvertör devresinin çeşitli noktalarındaki çalışma osilogramları:

a) giriş gerilimi +24V ile yüksüz:

çıkış -6,5V yüksüz

kolektörde – yüksüz enerjinin birikmesi ve serbest bırakılması

pim 1'de ve transistörün tabanında yüksüz

yüksüz transistörün tabanında ve toplayıcısında

yüksüz çıkış dalgalanması

Bu dönüştürücüyü oluşturma fikri, Asus EeePC 701 2G netbook satın aldıktan sonra aklıma geldi. Küçük, kullanışlı, büyük dizüstü bilgisayarlardan çok daha hareketli, genel olarak bir güzellik, hepsi bu. Bir sorun - sürekli şarj etmeniz gerekiyor. Ve her zaman elinizin altında olan tek güç kaynağı bir araba aküsü olduğundan, netbook'u ondan şarj etmek istemek doğaldı. Deneyler sırasında netbook'a ne kadar verirseniz verin yine de 2 amperden fazla çekmediği, yani geleneksel pilleri şarj ederken olduğu gibi bir akım regülatörüne hiç ihtiyaç duyulmadığı keşfedildi. Güzellik, netbook'un kendisi ne kadar akım tüketeceğine karar verecek, bu nedenle sadece 12 ila 9,5 volt arasında güçlü bir düşürücü dönüştürücüye ihtiyacınız var.
Netbook'a gerekli 2 amperi verin.

Dönüştürücü, iyi bilinen ve yaygın olarak bulunabilen MC34063 yongasına dayanıyordu. Deneyler sırasında harici bipolar transistörlü standart devrenin, hafif bir ifadeyle, pek iyi olmadığı (ısındığı) kanıtlandığından, bu mikroçipe bir p-kanalı alan anahtarı (MOSFET) takılmasına karar verildi.

Şema:

Eski bir anakarttan 4..8 µH bobin alınabilir. Kalın tellerle birkaç dönüşün sarıldığı halkaların olduğunu gördünüz mü? 8,.9 tur kalınlığında tek damarlı teli olan birini arıyoruz - tam olarak doğru.

Devrenin tüm elemanları, harici transistörü olmayan bir dönüştürücüyle aynı şekilde hesaplanır, tek fark, kullanılan alan etkili transistör için V sat'ın hesaplanmasının gerekli olmasıdır. Bunu yapmak çok basittir: V sat =R 0 *I, burada R 0 transistörün açık durumdaki direncidir, I içinden akan akımdır. IRF4905 için R 0 =0,02 Ohm, 2,5A akımda Vsat=0,05V verir. Dedikleri gibi farkı hissedin. Bipolar bir transistör için bu değer en az 1V'dur. Sonuç olarak, açık durumdaki güç kaybı 20 kat daha azdır ve devrenin minimum giriş voltajı 2 volt daha azdır!

Hatırladığımız gibi, p-kanalı alan anahtarının açılabilmesi için, geçide kaynağa göre negatif bir voltaj uygulamamız gerekir (yani, kapıya besleme voltajından daha düşük bir voltaj uygulamamız gerekir, çünkü kapıya besleme voltajından daha düşük bir voltaj uygulanır). kaynak güç kaynağına bağlı). Bunun için R4, R5 dirençlerine ihtiyacımız var. Mikro devrenin transistörü açıldığında, kapıdaki voltajı ayarlayan bir voltaj bölücü oluştururlar. IRF4905 için, 10V'luk bir kaynak boşaltma voltajıyla, transistörü tamamen açmak için, kapıya kaynak (besleme) voltajından 4 volt daha az bir voltaj uygulamak yeterlidir, U GS = -4V (genel olarak Transistörün veri sayfasındaki grafiklere, akımınız için özel olarak ne kadar ihtiyaç duyulduğuna bakmak daha doğrudur). Ek olarak, bu dirençlerin direnci, saha anahtarının açılma ve kapanma cephelerinin dikliğini (dirençlerin direnci ne kadar düşükse, cepheler o kadar dik) ve ayrıca mikro devrenin transistöründen akan akımı belirler. (1,5A'dan fazla olmamalıdır).

Hazır cihaz:

Genel olarak radyatör daha da küçük olabilirdi - dönüştürücü biraz ısınıyor. Bu cihazın verimliliği 2A akımda yaklaşık %90'dır.

Girişi çakmak fişine, çıkışı ise netbook fişine bağlayın.

Korkutucu değilse, R sc direnci yerine basitçe bir jumper koyabilirsiniz, gördüğünüz gibi, ben şahsen bunu yaptım, asıl mesele hiçbir şeyi kısa devre yapmamak, aksi takdirde patlayacak :)

Ayrıca standart yöntemin hesaplamalar açısından hiç ideal olmadığını ve hiçbir şeyi açıklamadığını da eklemek isterim, bu nedenle her şeyin nasıl çalıştığını ve nasıl doğru hesaplandığını gerçekten anlamak istiyorsanız okumanızı tavsiye ederim.

34063 çipi temel alan tipik bir DC/DC güçlendirici dönüştürücü devresini ele alalım:

IC çıkışları:

1. SWC(anahtar toplayıcı) - çıkış transistörü toplayıcı
2. S.W.E.(anahtar verici) - çıkış transistörünün vericisi
3. Tc(zamanlama kapasitörü) - bir zamanlama kapasitörünü bağlamak için giriş
4. GND- Toprak
5. CII(karşılaştırıcı ters çevirme girişi) - karşılaştırıcının ters çevirme girişi
6. Vcc- beslenme
7. ipk- maksimum akım sınırlama devresinin girişi
8. Demokratik Kongo Cumhuriyeti(sürücü toplayıcı) - çıkış transistörü sürücü toplayıcısı (iki kutuplu bir transistör aynı zamanda çıkış transistörü sürücüsü olarak da kullanılır)

Elementler:

L 1— depolama bobini. Bu genel olarak enerji dönüşümünün bir unsurudur.

C1- zamanlama kapasitörü, dönüşüm frekansını belirler. 34063 çip için maksimum dönüşüm frekansı yaklaşık 100 kHz'dir.

R2, R1— karşılaştırıcı devresi için voltaj bölücü. Karşılaştırıcının evirmeyen girişi dahili regülatörden 1,25 V'luk bir voltajla beslenir ve evirici girişi bir voltaj bölücüden sağlanır. Bölücüden gelen voltaj dahili regülatörden gelen voltaja eşit olduğunda karşılaştırıcı çıkış transistörünü değiştirir.

C2, C3- sırasıyla çıkış ve giriş filtreleri. Çıkış filtresi kapasitansı, çıkış voltajı dalgalanmasının miktarını belirler. Hesaplamalar sırasında belirli bir dalgalanma değeri için çok büyük bir kapasitansın gerekli olduğu ortaya çıkarsa, daha büyük dalgalanmalar için hesaplama yapabilir ve ardından ek bir LC filtresi kullanabilirsiniz. Kapasitans C3 genellikle 100 ... 470 μF'de alınır.

RSC- akım algılama direnci. Akım sınırlama devresi için gereklidir. Maksimum çıkış transistör akımı MC34063 için = 1,5A, AP34063 için = 1,6A. Tepe anahtarlama akımı bu değerleri aşarsa mikro devre yanabilir. Tepe akımının maksimum değerlere bile yaklaşmadığı kesin olarak biliniyorsa bu direnç kurulamaz.

R3- çıkış transistör sürücüsünün akımını sınırlayan bir direnç (maksimum 100 mA). Genellikle 180, 200 Ohm alınır.

Hesaplama prosedürü:

1. Nominal giriş ve çıkış gerilimlerini seçin: V girişi, V çıkışı ve maksimum çıkış akımı ben dışarıdayım.
2. 2) Minimum giriş voltajını seçin V inç(dak) ve minimum çalışma frekansı f dk Seçilmiş ile V girişi Ve ben dışarıdayım.
3. Değeri hesapla (t açık +t kapalı) maks formüle göre (t açık +t kapalı) maks =1/f min, t açık (maks)- çıkış transistörünün açık olduğu maksimum süre, toff(maks)— çıkış transistörünün kapalı olduğu maksimum süre.
4. Oranı hesapla açık/kapalı formüle göre t açık /t kapalı =(V çıkış +V F -V giriş(dak))/(V giriş(dak) -V sat), Nerede VF- çıkış filtresindeki voltaj düşüşü, V oturdu- belirli bir akımda çıkış transistörü boyunca (tamamen açık durumdayken) voltaj düşüşü. V oturdu mikro devre (veya devrede harici bir transistör varsa transistör için) belgelerinde verilen grafiklerden belirlenir. Formülden açıkça görülüyor ki daha fazlası V girişi, V çıkışı ve birbirlerinden ne kadar farklı olursa, nihai sonuç üzerindeki etkileri de o kadar az olur VF Ve V oturdu, yani süper hassas hesaplamalara ihtiyacınız yoksa, o zaman zaten tavsiye ederim V inç(dak)=6-7 V, çekinmeden alabilirsiniz VF=0, V oturdu= 1,2 V (normal, vasat bipolar transistör) ve zahmet etmeyin.
5. bilmek açık/kapalı Ve (t açık +t kapalı) maks Denklem sistemini çöz ve bul t açık (maks).
6. Zamanlama kapasitörünün kapasitansını bulun C1 formüle göre: C 1 = 4,5*10 -5 *t açık(maks).
7. Çıkış transistöründeki tepe akımını bulun: I PK(anahtar) =2*I çıkış *(1+t açık /t kapalı). Çıkış transistörünün maksimum akımından (1,5 ... 1,6 A) daha büyük olduğu ortaya çıkarsa, bu tür parametrelere sahip bir dönüştürücü imkansızdır. Daha düşük bir çıkış akımı için devreyi yeniden hesaplamak gerekir ( ben dışarıdayım) veya harici transistörlü bir devre kullanın.
8. Hesaplamak RSC formüle göre: R sc =0,3/I PK(anahtar).
9. Çıkış filtresi kapasitörünün minimum kapasitansını hesaplayın:
10. C 2 =I out *t on(max) /V dalgalanma(p-p), Nerede V dalgalanma(p-p)- Çıkış voltajı dalgalanmasının maksimum değeri. Farklı üreticiler, ortaya çıkan değerin 1'den 9'a kadar bir faktörle çarpılmasını önermektedir. Maksimum kapasite, hesaplanan değere en yakın standart değerlerden alınır.
11. İndüktörün minimum endüktansını hesaplayın:

    L 1(min) =t açık(maks) *(V in(min) -V sat)/I PK(anahtar). C 2 ve L 1 çok büyükse dönüşüm sıklığını artırmayı deneyebilir ve hesaplamayı tekrarlayabilirsiniz. Dönüşüm frekansı ne kadar yüksek olursa, çıkış kapasitörünün minimum kapasitansı ve indüktörün minimum endüktansı o kadar düşük olur.

12. Bölücü dirençleri ilişkiden hesaplanır V çıkışı =1,25*(1+R 2 /R 1).

Dönüştürücüyü hesaplamak için çevrimiçi hesap makinesi:

(Doğru hesaplamalar için ondalık ayırıcı olarak virgül yerine nokta kullanın)

1) Başlangıç ​​verileri:

(V sat , V f , V ripple(p-p) değerlerini bilmiyorsanız V sat =1.2 V, V f =0 V, V ripple(p-p) =50 mV için hesaplama yapılacaktır. )

Günümüzde birçok mikro devre LED akım stabilizatörü ortaya çıkmıştır, ancak hepsi kural olarak oldukça pahalıdır. Ve yüksek güçlü LED'lerin çoğalması nedeniyle bu tür stabilizatörlere olan ihtiyaç büyük olduğundan, onları daha ucuz hale getirecek seçenekler aramalıyız.

Burada, yaygın ve ucuz MC34063 anahtar dengeleyici çipine dayanan dengeleyicinin başka bir versiyonunu sunuyoruz. Önerilen versiyon, bu mikro devre üzerindeki halihazırda bilinen stabilizatör devrelerinden biraz standart dışı katılımıyla farklıdır; bu, çalışma frekansını arttırmayı ve indüktör endüktansı ve çıkış kapasitansının düşük değerlerinde bile stabilite sağlamayı mümkün kılar.

Mikro devrenin özellikleri - PWM mi yoksa PWM mi?

Mikro devrenin özelliği hem PWM hem de röle olmasıdır! Üstelik ne olacağını kendiniz seçebilirsiniz.

Bu mikro devreyi daha ayrıntılı olarak açıklayan AN920-D belgesi yaklaşık olarak şunları söylüyor (Şekil 2'deki mikro devrenin işlevsel şemasına bakın).

Zamanlama kapasitörünü şarj ederken, tetiği kontrol eden "VE" mantık elemanının bir girişine mantıksal bir tane ayarlanır. Dengeleyicinin çıkış voltajı nominal değerden düşükse (1,25V eşik voltajına sahip girişte), aynı elemanın ikinci girişinde de mantıksal bir voltaj ayarlanır. Bu durumda, elemanın çıkışında ve tetikleyicinin "S" girişinde de bir mantıksal birim ayarlanır, ayarlanır ("S" girişindeki aktif seviye mantıksal 1'dir) ve "Q" çıkışında ” Anahtar transistörleri açan mantıksal bir tane belirir.

Frekans ayar kapasitöründeki voltaj üst eşiğe ulaştığında deşarj olmaya başlar ve “AND” mantık elemanının ilk girişinde mantıksal bir sıfır belirir. Tetikleyicinin reset girişine de aynı seviye sağlanır (“R” girişindeki aktif seviye lojik 0’dır) ve resetlenir. Tetikleyicinin "Q" çıkışında mantıksal bir sıfır belirir ve anahtar transistörler kapanır.
Daha sonra döngü tekrarlanır.

İşlevsel diyagram, bu açıklamanın yalnızca ana osilatöre işlevsel olarak bağlı olan (mikro devrenin girişi 7 tarafından kontrol edilen) akım karşılaştırıcısı için geçerli olduğunu göstermektedir. Ancak voltaj karşılaştırıcısının çıkışı (giriş 5 tarafından kontrol edilir) bu tür "ayrıcalıklara" sahip değildir.

Her döngüde akım karşılaştırıcısının hem anahtar transistörleri açabileceği hem de voltaj karşılaştırıcısının izin vermesi durumunda kapatabileceği ortaya çıktı. Ancak voltaj karşılaştırıcısının kendisi, yalnızca bir sonraki döngüde işlenebilecek olan açılma konusunda yalnızca izin veya yasaklama verebilir.

Akım karşılaştırıcısının girişini (pim 6 ve 7) kısa devre yaparsanız ve yalnızca voltaj karşılaştırıcısını (pim 5) kontrol ederseniz, anahtar transistörler onun tarafından açılır ve kapasitör şarj döngüsünün sonuna kadar açık kalır. karşılaştırıcı girişindeki voltaj eşiği aşsa bile. Ve ancak kapasitör boşalmaya başladığında jeneratör transistörleri kapatacaktır. Bu modda, yüke sağlanan güç yalnızca ana osilatörün frekansı ile dozlanabilir, çünkü anahtar transistörler zorla kapatılmış olsalar da herhangi bir frekans değerinde yalnızca 0,3-0,5 μs düzeyindedir. Ve bu mod, röle tipi düzenlemeye ait olan PFM - darbe frekans modülasyonuna daha çok benzer.

Aksine, voltaj karşılaştırıcısının girişini mahfazaya kısa devre yaptırırsanız, onu devre dışı bırakırsanız ve yalnızca akım karşılaştırıcısının girişini (pim 7) kontrol ederseniz, o zaman anahtar transistörler ana osilatör tarafından açılacaktır. ve her döngüde akım karşılaştırıcının komutuyla kapatılır! Yani yük olmadığında akım karşılaştırıcı çalışmadığında transistörler uzun süre açılır ve kısa süreliğine kapanır. Aşırı yüklendiğinde ise tam tersine, akım karşılaştırıcısının komutuyla uzun süre açılır ve hemen kapanır. Bazı ortalama yük akımı değerlerinde anahtarlar jeneratör tarafından açılır ve bir süre sonra akım karşılaştırıcı tetiklendikten sonra kapatılır. Böylece, bu modda, yükteki güç, transistörlerin açık durumunun süresine, yani tam PWM'ye göre düzenlenir.

Bunun PWM olmadığı iddia edilebilir, çünkü bu modda frekans sabit kalmaz, ancak değişir - çalışma voltajının artmasıyla azalır. Ancak sabit bir besleme voltajıyla frekans değişmeden kalır ve yük akımı yalnızca darbe süresi değiştirilerek dengelenir. Bu nedenle bunun tam teşekküllü bir PWM olduğunu varsayabiliriz. Besleme voltajı değiştiğinde çalışma frekansındaki değişiklik, akım karşılaştırıcısının ana osilatöre doğrudan bağlanmasıyla açıklanır.

Her iki karşılaştırıcı aynı anda kullanıldığında (klasik devrede), her şey tamamen aynı şekilde çalışır ve o anda hangi karşılaştırıcının tetiklendiğine bağlı olarak anahtar modu veya PWM açılır: aşırı voltaj olduğunda - anahtar olan (PWM) ve akımda aşırı yük olduğunda - PWM

Mikro devrenin 5. pinini mahfazaya kısa devre yaparak voltaj karşılaştırıcısını tamamen devre dışı bırakabilir ve ayrıca ek bir transistör takarak PWM kullanarak voltajı stabilize edebilirsiniz. Bu seçenek Şekil 1'de gösterilmektedir.

Şekil 1

Bu devredeki voltaj stabilizasyonu, akım karşılaştırıcısının girişindeki voltajın değiştirilmesiyle gerçekleştirilir. Referans voltajı, alan etkili transistör VT1'in geçit eşik voltajıdır. Stabilizatörün çıkış voltajı, transistörün eşik voltajının çarpımı ve dirençli bölücü Rd1, Rd2'nin bölme katsayısı ile orantılıdır ve aşağıdaki formülle hesaplanır:

Uout=Yukarı(1+Kd2/Kd1), burada

Yukarı – Eşik gerilimi VT1 (1,7…2V).

Akım stabilizasyonu hala R2 direncinin direncine bağlıdır.

Akım dengeleyicinin çalışma prensibi.

MC34063 yongasının akımı dengelemek için kullanılabilecek iki girişi vardır.

Bir girişin eşik voltajı 1,25V'dir (5. pin ms), bu da güç kayıpları nedeniyle oldukça güçlü LED'ler için faydalı değildir. Örneğin, 700mA'lik bir akımda (3W LED için), akım sensörü direncinde 1,25*0,7A=0,875W kayıplarımız olur. Tek başına bu nedenle dönüştürücünün teorik verimi 3W/(3W+0,875W)=%77'den yüksek olamaz. Gerçek olan %60...%70'tir, bu da doğrusal stabilizatörlerle veya basitçe akım sınırlayıcı dirençlerle karşılaştırılabilir.

Mikro devrenin ikinci girişi 0,3V (7. pin ms) eşik voltajına sahiptir ve yerleşik transistörü aşırı akımdan korumak için tasarlanmıştır.
Tipik olarak, bu mikro devre şu şekilde kullanılır: voltajı veya akımı dengelemek için 1,25V eşiği olan bir giriş ve mikro devreyi aşırı yükten korumak için 0,3V eşiği olan bir giriş.
Bazen akım sensöründen gelen voltajı yükseltmek için ek bir op-amp takılır, ancak devrenin çekici basitliğinin kaybı ve dengeleyicinin maliyetindeki artış nedeniyle bu seçeneği dikkate almayacağız. Başka bir mikro devre almak daha kolay olacak...

Bu seçenekte, akımı dengelemek için eşik voltajı 0,3V olan bir giriş kullanılması ve diğerinin 1,25V voltajla kapatılması önerilmektedir.

Planın çok basit olduğu ortaya çıktı. Algılama kolaylığı için mikro devrenin kendisinin fonksiyonel birimleri gösterilmiştir (Şekil 2).

İncir. 2

Devre elemanlarının amacı ve seçimi.

L bobinli Diyot D- herhangi bir darbe stabilizatörünün elemanları, sırasıyla gerekli yük akımı ve indüktör akımının sürekli modu için hesaplanır.

Kapasitörler Cben ve CÖ– Giriş ve çıkışın engellenmesi. Çıkış kapasitörü Co, özellikle indüktör endüktansının büyük değerlerinde, yük akımındaki küçük dalgalanmalar nedeniyle temelde gerekli değildir; bu nedenle noktalı bir çizgi olarak çizilir ve gerçek devrede mevcut olmayabilir.

Kapasitör CT– frekans ayarı. O da temelde değil gerekli eleman bu nedenle noktalı çizgiyle gösterilmiştir.

Mikro devrenin veri sayfaları maksimum 100 KHz çalışma frekansını gösterir, tablo parametreleri ortalama 33 KHz değerini gösterir ve anahtarın açık ve kapalı durumlarının süresinin frekansın kapasitansına bağımlılığını gösteren grafikler- kapasitör ayarı, sırasıyla 2 μs ve 0,3 μs minimum değerlerini gösterir (10 pF kapasitansla).
Son değerleri alırsak periyodun 2μs+0.3μs=2.3μs olduğu ve bunun 435KHz frekans olduğu ortaya çıkıyor.

Mikro devrenin çalışma prensibini dikkate alırsak - ana osilatörün darbesi tarafından ayarlanan ve bir akım karşılaştırıcısı tarafından sıfırlanan bir tetikleyici, bu ms'nin mantıksal olduğu ve mantığın en az birkaç MHz'lik bir çalışma frekansına sahip olduğu ortaya çıkar. Performansın yalnızca anahtar transistörün hız özellikleriyle sınırlı olacağı ortaya çıktı. Ve eğer 400 KHz frekansında çalışmasaydı, darbe sönümlü cepheler gecikecek ve dinamik kayıplardan dolayı verim çok düşük olacaktı. Bununla birlikte, uygulama mikro devrelerin olduğunu göstermiştir. farklı üreticilerİyi başlıyorlar ve frekans ayarlayıcı kapasitör olmadan çalışıyorlar. Bu da mikro devrenin türüne ve üreticisine bağlı olarak çalışma frekansını mümkün olduğunca - 200 KHz - 400 KHz'e kadar artırmayı mümkün kıldı. Mikro devrenin anahtar transistörleri bu frekansları iyi korur, çünkü darbe artışları 0,1 μs'yi geçmez ve düşme süreleri 380 KHz çalışma frekansında 0,12 μs'yi geçmez. Bu nedenle, bu kadar yüksek frekanslarda bile, transistörlerdeki dinamik kayıplar oldukça küçüktür ve ana kayıplar ve ısınma, anahtar transistörün artan doyma voltajı (0,5...1V) tarafından belirlenir.

Direnç RB yerleşik anahtar transistörün temel akımını sınırlar. Diyagramda gösterilen bu direncin dahil edilmesi, üzerinde harcanan gücü azaltmanıza ve dengeleyicinin verimliliğini artırmanıza olanak tanır. Direnç Rb üzerindeki voltaj düşüşü, besleme voltajı, yük voltajı ve mikro devre üzerindeki voltaj düşüşü (0,9-2V) arasındaki farka eşittir.

Örneğin, toplam voltaj düşüşü 9...10V olan ve bir pille (12-14V) beslenen 3 LED'den oluşan seri zincirde, Rb direncindeki voltaj düşüşü 4V'u aşmaz.

Sonuç olarak, direnç 8. pim ms ile besleme voltajı arasına bağlandığında, Rb direncindeki kayıplar, tipik bir bağlantıyla karşılaştırıldığında birkaç kat daha küçüktür.

Mikro devrenin içine ek bir direnç Rb'nin zaten monte edildiği veya anahtar yapının kendisinin direncinin arttığı veya anahtar yapının bir akım kaynağı olarak tasarlandığı akılda tutulmalıdır. Bu, yapının doyma voltajının (pim 8 ve 2 arasında), sınırlama direnci Rb'nin çeşitli dirençlerindeki besleme voltajına bağımlılığının grafiğinden kaynaklanmaktadır (Şekil 3).

Şek. 3

Sonuç olarak, bazı durumlarda (besleme ve yük voltajları arasındaki fark küçük olduğunda veya kayıplar direnç Rb'den mikro devreye aktarılabildiğinde), mikro devrenin pin 8'ini doğrudan çıkışa veya çıkışa bağlayarak Rb direnci çıkarılabilir. besleme voltajına.

Dengeleyicinin genel verimliliği özellikle önemli olmadığında, mikro devrenin 8 ve 1 numaralı pinlerini birbirine bağlayabilirsiniz. Bu durumda yük akımına bağlı olarak verim %3-10 oranında düşebilir.

Rb direncinin değerini seçerken bir uzlaşma yapmanız gerekir. Direnç ne kadar düşük olursa, yük akımı stabilizasyon modu başlangıçtaki besleme voltajı o kadar düşük olur, ancak aynı zamanda bu dirençteki kayıplar, geniş bir besleme voltajı değişiklikleri aralığında artar. Sonuç olarak, stabilizatörün verimliliği artan besleme voltajıyla azalır.

Aşağıdaki grafik (Şekil 4), örnek olarak, direnç Rb - 24 Ohm ve 200 Ohm'un iki farklı değerinde yük akımının besleme voltajına bağımlılığını göstermektedir. 200 Ohm'luk bir dirençle, 14V'un altındaki besleme gerilimlerinde stabilizasyonun ortadan kalktığı açıkça görülmektedir (anahtar transistörün yetersiz taban akımı nedeniyle). 24 Ohm'luk bir dirençle 11,5 V voltajda stabilizasyon kaybolur.

Şekil 4

Bu nedenle, gerekli besleme voltajı aralığında stabilizasyon elde etmek için direnç Rb'nin direncini dikkatlice hesaplamak gerekir. Özellikle pil gücüyle, bu aralık küçük olduğunda ve yalnızca birkaç volt olduğunda.

Direnç Rsc bir yük akımı sensörüdür. Bu direncin hesaplanmasının özel bir özelliği yoktur. Yalnızca mikro devrenin akım girişinin referans voltajının farklı üreticilerden farklı olduğunu dikkate almalısınız. Aşağıdaki tablo bazı mikro devrelerin ölçülen gerçek referans voltaj değerlerini göstermektedir.

Yonga	Üretici	U referansı (V)
MC34063ACD	STMikroelektronik
MC34063EBD	STMikroelektronik
GS34063S	Globaltech Yarı İletken
SP34063A	Sipex Şirketi
MC34063A	Motorola'nın
AP34063N8	Analog Teknoloji
AP34063A	Anaçip
MC34063A	Fairchild

Referans voltajının değerine ilişkin istatistikler küçüktür, dolayısıyla verilen değerler standart olarak kabul edilmemelidir. Referans voltajının gerçek değerinin veri sayfasında belirtilen değerden büyük ölçüde farklı olabileceğini aklınızda bulundurmanız yeterlidir.

Referans voltajındaki bu kadar büyük bir yayılma, görünüşe göre akım girişinin amacından kaynaklanmaktadır - yük akımı stabilizasyonu değil, aşırı yük koruması. Buna rağmen yukarıdaki versiyonda yük akımını korumanın doğruluğu oldukça iyidir.

Sürdürülebilirlik hakkında.

MC34063 yongası, işletim sistemi devresine düzeltme yapma özelliğine sahip değildir. Başlangıçta stabilite, L indüktör endüktansının ve özellikle çıkış kapasitörünün Co kapasitansının artan değerleri ile sağlanır. Bu durumda, belirli bir paradoks ortaya çıkar - daha yüksek frekanslarda çalışırken, filtre elemanlarının küçük endüktansı ve kapasitansı ile gerekli voltaj ve yük akımı titreşimleri elde edilebilir, ancak aynı zamanda devre uyarılabilir, bu nedenle büyük bir endüktans ve/veya büyük bir kapasitans kurmak gerekir. Sonuç olarak, dengeleyicinin boyutları fazla tahmin ediliyor.

Ek bir paradoks, kademeli anahtarlama stabilizatörleri için çıkış kapasitörünün temelde gerekli bir unsur olmamasıdır. Gerekli seviyedeki akım (voltaj) dalgalanması tek bir bobin ile elde edilebilir.

Şekil 2'de gösterildiği gibi ek bir RC düzeltme devresi Rf ve Cf kurarak gerekli veya azaltılmış endüktans değerlerinde ve özellikle çıkış filtresi kapasitansında stabilizatörün iyi stabilitesini elde edebilirsiniz.

Uygulama, bu zincirin zaman sabitinin optimal değerinin 1KOhm*uF'den az olmaması gerektiğini göstermiştir. 10KΩ direnç ve 0.1μF kapasitör gibi zincir parametrelerinin değerleri oldukça uygun sayılabilir.

Böyle bir düzeltme devresiyle, stabilizatör, çıkış filtresinin düşük endüktans değerleri (μH birimleri) ve kapasitansı (μF birimleri ve kesirleri) ile veya hiç çıkış kapasitörü olmadan tüm besleme voltajı aralığı boyunca stabil bir şekilde çalışır.

PWM modu, mikro devrenin mevcut girişini stabilize etmek için kullanıldığında stabilitede önemli bir rol oynar.

Düzeltme, daha önce hiç normal çalışmak istemeyen bazı mikro devrelerin daha yüksek frekanslarda çalışmasına izin verdi.

Örneğin, aşağıdaki grafik, 100 pF frekans ayarlı kapasitör kapasitesine sahip STMicroelectronics'in MC34063ACD mikro devresi için çalışma frekansının besleme voltajına bağımlılığını göstermektedir.

Şekil 5

Grafikten de görülebileceği gibi, düzeltme yapılmadan bu mikro devre, frekans ayar kapasitörünün küçük kapasitesiyle bile daha yüksek frekanslarda çalışmak istemiyordu. Kapasitansın sıfırdan birkaç yüz pF'ye değiştirilmesi, frekansı temel olarak etkilemedi ve maksimum değeri ancak 100 KHz'e ulaştı.

RfCf düzeltme zincirinin piyasaya sürülmesinden sonra, aynı mikro devre (diğerleri gibi) neredeyse 300 KHz'e kadar frekanslarda çalışmaya başladı.

Yukarıdaki bağımlılık belki de çoğu mikro devre için tipik olarak düşünülebilir, ancak bazı şirketlerin mikro devreleri düzeltme olmadan daha yüksek frekanslarda çalışsa da ve düzeltmenin getirilmesi onlar için 12. besleme voltajında ​​​​400 KHz'lik bir çalışma frekansı elde etmeyi mümkün kılmıştır. .14V.

Aşağıdaki grafik stabilizatörün düzeltme olmadan çalışmasını göstermektedir (Şekil 6).

Şekil 6

Grafik, tüketilen akımın (Ip), yük akımının (In) ve çıkış kısa devre akımının (Isc), iki çıkış kapasitör kapasitansı (Co) - 10 µF ve 220 µF değeri için besleme voltajına bağımlılığını gösterir.

Çıkış kapasitörünün kapasitansının arttırılmasının dengeleyicinin stabilitesini arttırdığı açıkça görülmektedir - 10 μF kapasitanstaki kırık eğriler kendi kendine uyarılmadan kaynaklanmaktadır. 16V'a kadar olan besleme gerilimlerinde uyarılma olmaz, 16-18V'ta görünür. Daha sonra bir tür mod değişikliği meydana gelir ve 24V voltajda ikinci bir bükülme belirir. Aynı zamanda, çalışma frekansının besleme voltajına bağımlılığının önceki grafiğinde (Şekil 5) de görülebilen çalışma frekansı değişir (her iki grafik de stabilizatörün bir örneğini incelerken aynı anda elde edilmiştir).

Çıkış kapasitör kapasitesinin 220 µF veya daha fazlasına arttırılması, özellikle düşük besleme gerilimlerinde stabiliteyi artırır. Ama bu heyecanı ortadan kaldırmıyor. Stabilizatörün az çok kararlı çalışması, en az 1000 µF'lik bir çıkış kapasitör kapasitesi ile sağlanabilir.

Bu durumda, indüktörün endüktansının genel tablo üzerinde çok az etkisi vardır, ancak endüktansın arttırılmasının stabiliteyi arttırdığı açıktır.

Çalışma frekansındaki değişiklikler, grafikte de görülebilen yük akımının stabilitesini etkiler. Besleme gerilimi değiştiğinde çıkış akımının genel kararlılığı da tatmin edici değildir. Akımın oldukça dar bir besleme voltajı aralığında nispeten kararlı olduğu düşünülebilir. Örneğin, pil gücüyle çalışırken.

RfCf düzeltme zincirinin eklenmesi stabilizatörün çalışmasını kökten değiştirir.

Aşağıdaki grafik aynı stabilizatörün RfCf düzeltme zinciriyle çalışmasını göstermektedir.

Şekil 7

Dengeleyicinin bir akım dengeleyici için olması gerektiği gibi çalışmaya başladığı açıkça görülmektedir - yük ve kısa devre akımları, tüm besleme voltajı aralığı boyunca neredeyse eşit ve sabittir. Bu durumda, çıkış kapasitörü genellikle dengeleyicinin çalışmasını etkilemeyi bıraktı. Artık çıkış kapasitörünün kapasitansı yalnızca yükün dalgalanma akımı ve voltajı seviyesini etkiler ve çoğu durumda kapasitör hiç kurulamaz.

Aşağıda örnek olarak Co çıkış kapasitörünün farklı kapasitelerindeki yük akımı dalgalanma değerleri verilmiştir. LED'ler 10 paralel grupta (30 adet) 3'ü seri olarak bağlanır. Besleme voltajı - 12V. 47 μH'yi boğun.

Kapasitörsüz: LED başına yük akımı 226mA +-65mA veya 22,6mA +-6,5mA.
0,33uF kapasitörle: LED başına 226mA +-25mA veya 22,6mA +-2,5mA.
1,5uF kapasitörle: LED başına 226mA +-5mA veya 22,6mA +-0,5mA.
10uF kapasitörle: LED başına 226mA +-2,5mA veya 22,6mA +-0,25mA.

Yani, kapasitör olmadan, toplam yük akımı 226 mA olan yük akımı dalgalanması 65 mA idi; bu, bir LED açısından ortalama 22,6 mA akım ve 6,5 mA dalgalanma sağlar.

0,33 μF'lik küçük bir kapasitansın bile akım dalgalanmasını nasıl keskin bir şekilde azalttığı görülebilir. Aynı zamanda, kapasitansın 1 µF'tan 10 µF'a çıkarılmasının dalgalanma seviyesi üzerinde zaten çok az etkisi vardır.

Geleneksel elektrolitler veya tantal yakın dalgalanma seviyeleri bile sağlayamadığından tüm kapasitörler seramikti.

Çıkıştaki 1 µF'lik bir kapasitörün tüm durumlar için oldukça yeterli olduğu ortaya çıktı. 0,2-0,3 A yük akımıyla kapasitansın 10 µF'ye arttırılması pek mantıklı değildir, çünkü dalgalanma artık 1 µF'ye kıyasla önemli ölçüde azalmaz.
Endüktansı daha yüksek olan bir indüktör alırsanız, yüksek yük akımlarında ve (veya) yüksek besleme gerilimlerinde bile kapasitör olmadan yapabilirsiniz.

12V beslemeli giriş voltajının dalgalanması ve Ci 10 μF giriş kapasitörünün kapasitesi 100 mV'yi geçmez.

Mikro devrenin güç yetenekleri.

MC34063 mikro devresi, veri sayfalarına göre (STM'den MS - 50V'a kadar) ve gerçekte 45V'a kadar 3V ila 40V arasında bir besleme voltajında ​​​​normal şekilde çalışır ve DIP-8 paketi için 1A'ya ve 0,75'e kadar bir yük akımı sağlar. SO-8 paketi için A. LED'lerin seri ve paralel bağlantısını birleştirerek 3V*20mA=60mW ila 40V*0,75...1A=30...40W çıkış gücüne sahip bir lamba oluşturabilirsiniz.

Anahtar transistörün doyma voltajı (0,5...0,8V) ve mikro devre kasası tarafından dağıtılan 1,2W'lık izin verilen güç dikkate alındığında, yük akımı bir DIP için 1,2W/0,8V=1,5A'ya kadar artırılabilir -8 paketi ve SO-8 paketi için 1A'ya kadar.

Ancak bu durumda iyi bir soğutucu gereklidir, aksi takdirde çipin içine yerleştirilmiş aşırı ısınma koruması böyle bir akımda çalışmaya izin vermeyecektir.

Mikro devre gövdesinin karta standart DIP lehimlenmesi, maksimum akımlarda gerekli soğutmayı sağlamaz. SMD versiyonu için DIP mahfaza pimlerinin kalıplanması ve pimlerin ince uçlarının çıkarılması gerekir. Pimlerin geri kalan geniş kısmı kasanın tabanıyla aynı hizada bükülür ve ancak bundan sonra tahtaya lehimlenir. Baskılı devre kartını, mikro devre gövdesinin altında geniş bir alan olacak şekilde konumlandırmak faydalıdır ve mikro devreyi kurmadan önce tabanına biraz termal iletken macun sürmeniz gerekir.

Kısa ve geniş pimlerin yanı sıra mahfazanın baskılı devre kartının bakır poligonuna sıkı oturması nedeniyle mikro devre gövdesinin termal direnci azalır ve biraz daha fazla güç dağıtabilecektir.

SO-8 kasası için, doğrudan kasanın üstüne plaka veya başka bir profil şeklinde ek bir radyatörün takılması yardımcı olur.

Bir yandan gücü artırmaya yönelik bu tür girişimler tuhaf görünüyor. Sonuçta, daha güçlü başka bir mikro devreye geçebilir veya harici bir transistör kurabilirsiniz. Ve 1,5A'nın üzerindeki yük akımlarında tek doğru çözüm bu olacaktır. Bununla birlikte, 1,3A'lık bir yük akımı gerektiğinde, ısı dağıtımını basitçe geliştirebilir ve MC34063 yongasında daha ucuz ve daha basit bir seçenek kullanmayı deneyebilirsiniz.

Stabilizatörün bu versiyonunda elde edilen maksimum verim %90'ı geçmez. Verimliliğin daha fazla artması, anahtar transistörün doyma voltajının artmasıyla önlenir - 0,5A'ya kadar akımlarda en az 0,4...0,5V ve 1...1,5A akımlarda 0,8...1V. Bu nedenle stabilizatörün ana ısıtma elemanı her zaman mikro devredir. Doğru, gözle görülür ısınma yalnızca belirli bir durum için maksimum güçte gerçekleşir. Örneğin, SO-8 paketindeki bir mikro devre, 1A yük akımında 100 dereceye kadar ısınır ve ek bir soğutucu olmadan, yerleşik aşırı ısınma koruması tarafından döngüsel olarak kapatılır. 0,5A...0,7A'ya kadar olan akımlarda mikro devre biraz ısınır ve 0,3...0,4A akımlarda hiç ısınmaz.

Daha yüksek yük akımlarında çalışma frekansı azaltılabilir. Bu durumda anahtar transistörün dinamik kayıpları önemli ölçüde azalır. Genel güç kaybı ve kasa ısınması azalır.

Stabilizatörün verimliliğini etkileyen dış elemanlar diyot D, indüktör L ve dirençler Rsc ve Rb'dir. Bu nedenle diyot düşük ileri gerilim (Schottky diyot) ile seçilmeli, indüktör ise mümkün olduğu kadar düşük sargı direnci ile seçilmelidir.

Uygun üreticiden bir mikro devre seçerek eşik voltajını azaltarak Rsc direncindeki kayıpları azaltabilirsiniz. Bu daha önce tartışılmıştı (baştaki tabloya bakın).

Rsc direncindeki kayıpları azaltmak için başka bir seçenek, Rf direnci için ek bir sabit akım öngeriliminin eklenmesidir (bu, aşağıda belirli bir stabilizatör örneği kullanılarak daha ayrıntılı olarak gösterilecektir).

Direnç Rb, mümkün olduğunca fazla dirençle alınmaya çalışılarak dikkatlice hesaplanmalıdır. Besleme voltajı büyük sınırlar içinde değiştiğinde, Rb direncini bir akım kaynağıyla değiştirmek daha iyidir. Bu durumda besleme voltajının artmasıyla kayıplardaki artış o kadar keskin olmayacaktır.

Yukarıdaki önlemlerin tümü alındığında, bu elemanların kayıplarının payı mikro devredeki kayıplardan 1,5-2 kat daha azdır.

Mikro devrenin akım girişine sabit bir voltaj sağlandığından, yalnızca yük akımıyla orantılıdır ve her zamanki gibi anahtar transistörün akımıyla orantılı bir darbe voltajı (yük akımları ve çıkış kapasitörünün toplamı) indüktörün endüktansı artık çalışma stabilitesini etkilemez, çünkü bir eleman düzeltme zinciri olmaktan çıkar (rolü RfCf zinciri tarafından oynanır). Yalnızca anahtar transistör akımının genliği ve yük akımının dalgalanması endüktans değerine bağlıdır. Çalışma frekansları nispeten yüksek olduğundan, düşük endüktans değerlerinde bile yük akımı dalgalanması küçüktür.

Bununla birlikte, mikro devreye yerleştirilmiş nispeten düşük güçlü anahtar transistör nedeniyle, indüktör endüktansının büyük ölçüde azaltılmaması gerekir, çünkü bu, transistörün tepe akımını arttırırken ortalama değeri aynı kalır ve doyma voltajı artar. Bunun sonucunda transistördeki kayıplar artar ve genel verim düşer.
Doğru, dramatik bir şekilde değil - yüzde birkaç oranında. Örneğin, indüktörün 12 µH'den 100 µH'ye değiştirilmesi, stabilizatörlerden birinin verimliliğinin %86'dan %90'a çıkarılmasını mümkün kıldı.

Öte yandan, bu, düşük yük akımlarında bile, düşük endüktanslı bir bobinin seçilmesine olanak tanır ve anahtar transistörün akım genliğinin mikro devre için izin verilen maksimum değer olan 1,5A'yı aşmamasını sağlar.

Örneğin, 9...10V gerilim ile 0,2A yük akımı, 12...15V besleme gerilimi ve 300KHz çalışma frekansı için 53μH endüktanslı bir bobin gereklidir. Bu durumda, mikro devrenin anahtar transistörünün darbe akımı 0,3A'yı geçmez. İndüktörün endüktansını 4 μH'ye düşürürsek, aynı ortalama akımda anahtar transistörün darbe akımı sınır değerine (1,5A) yükselecektir. Doğru, artan dinamik kayıplar nedeniyle dengeleyicinin verimliliği azalacaktır. Ancak belki de bazı durumlarda verimlilikten ödün vermek, ancak küçük endüktansa sahip küçük boyutlu bir indüktör kullanmak kabul edilebilir.

İndüktörün endüktansının arttırılması aynı zamanda maksimum yük akımını mikro devrenin anahtar transistörünün (1,5A) maksimum akım değerine kadar artırmanıza da olanak tanır.

İndüktör endüktansı arttıkça, anahtarlama transistörünün akım şekli tamamen üçgenden tamamen dikdörtgene değişir. Dikdörtgenin alanı üçgenin alanından 2 kat daha büyük olduğundan (aynı yükseklik ve tabanda), transistör akımının (ve yükün) ortalama değeri sabit bir değerle 2 kat artırılabilir. akım darbelerinin genliği.

Yani, 1,5A genlikli üçgen darbe şeklinde, transistörün ve yükün ortalama akımı şöyledir:

burada k, belirli bir mikro devre için 0,9'a eşit maksimum darbe görev döngüsüdür.

Sonuç olarak, maksimum yük akımı aşağıdakileri aşmaz:

In=1,5A/2*0,9=0,675A.

Ve yük akımındaki bu değerin üzerindeki herhangi bir artış, mikro devrenin anahtar transistörünün maksimum akımının aşılmasını gerektirir.

Bu nedenle, bu mikro devrenin tüm veri sayfaları maksimum 0,75A yük akımını gösterir.

İndüktörün endüktansını transistör akımı dikdörtgen olacak şekilde artırarak, ikisini maksimum akım formülünden çıkarabilir ve şunu elde edebiliriz:

In=1,5A*k=1,5A*0,9=1,35A.

İndüktörün endüktansındaki önemli bir artışla boyutlarının da bir miktar arttığı dikkate alınmalıdır. Bununla birlikte, bazen indüktörün boyutunu artırarak yük akımını arttırmanın ek bir güçlü transistör takmaktan daha kolay ve daha ucuz olduğu ortaya çıkmaktadır.

Doğal olarak, gerekli 1,5A'dan fazla yük akımıyla, ek bir transistör (veya başka bir denetleyici mikro devresi) kurmanın bir yolu yoktur ve bir seçimle karşı karşıya kalırsanız: 1,4A yük akımı veya başka bir mikro devre, o zaman Öncelikle gaz kelebeği boyutunu artırarak endüktansı artırarak sorunu çözmeye çalışmalıyız.

Çipin veri sayfaları maksimum görev döngüsünün 6/7 = 0,857'yi aşmadığını gösteriyor. Gerçekte 300-400 KHz'lik yüksek çalışma frekanslarında bile neredeyse 0,9'luk değerler elde edilir. Düşük frekanslarda (100-200KHz) görev döngüsü 0,95'e ulaşabilir.

Bu nedenle stabilizatör, küçük bir giriş-çıkış voltajı farkıyla normal şekilde çalışır.

Dengeleyici, besleme voltajının belirtilen değerin altına düşmesi nedeniyle yük akımları nominal değerlerden düşük olduğunda ilginç bir şekilde çalışır - verimlilik en az% 95'tir...

PWM uygulanmadığından klasik şekilde(ana jeneratörün tam kontrolü) ve bir tetikleyici aracılığıyla “röle” (jeneratör tarafından başlatılır, karşılaştırıcı tarafından sıfırlanır), daha sonra nominal değerin altındaki bir akımda, anahtar transistörün kapanmayı durdurduğu bir durum mümkündür. Besleme ve yük voltajları arasındaki fark, genellikle 1A'ya kadar akımlarda 1V'u aşmayan ve 0,2-0,3A'ya kadar akımlarda 0,2-0,3V'yi geçmeyen anahtarlama transistörünün doyma voltajına indirgenir. Statik kayıpların varlığına rağmen dinamik kayıplar yoktur ve transistör neredeyse bir jumper gibi çalışır.

Transistör kontrollü kalsa ve PWM modunda çalışsa bile akımdaki azalma nedeniyle verimlilik yüksek kalır. Örneğin, besleme voltajı (10V) ile LED'ler üzerindeki voltaj (8,5V) arasındaki 1,5V'luk farkla devre, %95 verimle (yarı yarıya azaltılmış bir frekansta da olsa) çalışmaya devam etti.

Bu durum için akım ve gerilim parametreleri, pratik stabilizatör devreleri dikkate alındığında aşağıda belirtilecektir.

Pratik stabilizatör seçenekleri.

Devre tasarımında klasik seçenekleri tekrarlayan en basit olanlar, çalışma frekansını veya akımı artırmaya, verimliliği artırmaya veya iyi stabilite elde etmeye izin vermediğinden çok fazla seçenek olmayacak. Bu sebeple en en iyi seçenek sonuç, blok diyagramı Şekil 2'de gösterilen bir sonuçtur. Stabilizatörün gerekli özelliklerine bağlı olarak yalnızca bileşen değerleri değişebilir.

Şekil 8 klasik versiyonun diyagramını göstermektedir.

Şekil 8

Özelliklerden biri, çıkış kapasitörünün (C3) akımını OS devresinden çıkardıktan sonra, indüktörün endüktansını azaltmanın mümkün hale gelmesidir. Test için, 12 μH'lik bir DM-3 çubuğundaki eski bir yerli bobin alındı. Gördüğünüz gibi devrenin özellikleri oldukça iyi çıktı.

Verimliliği artırma arzusu, Şekil 9'da gösterilen devreye yol açtı.

Şekil 9

Önceki devreden farklı olarak, direnç R1 güç kaynağına değil dengeleyicinin çıkışına bağlanır. Sonuç olarak, R1 direnci üzerindeki voltaj, yük üzerindeki voltaj miktarı kadar azaldı. Üzerinden aynı akım geçtiğinde, üzerinde açığa çıkan güç 0,5 W'tan 0,15 W'a düşmüştür.

Aynı zamanda indüktörün endüktansı arttırıldı ve bu da stabilizatörün verimliliğini artırdı. Sonuç olarak verimlilik yüzde birkaç arttı. Diyagramda belirli sayılar gösterilmektedir.

Bir diğeri Karakteristik özellik son iki şema. Şekil 8'deki devre, besleme voltajı değiştiğinde yük akımı açısından çok iyi bir stabiliteye sahiptir, ancak verimlilik oldukça düşüktür. Şekil 9'daki devre ise tam tersine oldukça yüksek bir verime sahiptir, ancak akım kararlılığı zayıftır - besleme voltajı 12V'tan 15V'a değiştiğinde yük akımı 0,27A'dan 0,3A'ya çıkar.

Bunun nedeni, daha önce de belirtildiği gibi, R1 direncinin yanlış seçilmesidir (bkz. Şekil 4). Yük akımının stabilitesini azaltan R1 direncinin artması verimliliği arttırdığından bazı durumlarda bu kullanılabilir. Diyelim ki pil gücüyle voltaj değişiminin sınırları küçük olduğunda ve yüksek verim Daha alakalı.

Belirli bir modele dikkat edilmelidir.

Oldukça fazla stabilizatör üretildi (hemen hemen hepsi akkor lambaları arabanın iç kısmındaki LED lambalarla değiştirmek için kullanıldı) ve zaman zaman stabilizatörlere ihtiyaç duyulurken, hatalı ağ “Hub” kartlarından mikro devreler alındı ​​ve “ Anahtarlar”. Üreticiler arasındaki farklılığa rağmen, neredeyse tüm mikro devreler, basit devrelerde bile iyi stabilizatör özellikleri elde etmeyi mümkün kıldı.

Karşılaştığım tek çip, hiçbir şekilde yüksek frekanslarda çalışmak istemeyen Globaltech Semiconductor'ın GS34063S'siydi.

Daha sonra STMicroelectronics'ten birkaç mikro devre MC34063ACD ve MC34063EBD satın alındı, bu da daha da kötü sonuçlar gösterdi - daha yüksek frekanslarda çalışmadılar, zayıf stabilite, akım karşılaştırıcı desteğinin yüksek voltajı (0,45-0,5V), yük akımının iyi stabilizasyonu iyi stabilizasyonla verimlilik veya zayıf verimlilik...

Belki, Kötü iş Listelenen mikro devreler düşük maliyetleriyle açıklanmaktadır - aynı şirketten hatalı bir Anahtardan çıkarılan MC34063A (DIP-8) mikro devresi normal çalıştığından, mevcut en ucuz olanlar satın alındı. Doğru, nispeten düşük bir frekansta - 160 KHz'den fazla değil.

Kırık ekipmanlardan alınan aşağıdaki mikro devreler iyi çalıştı:

Sipex Şirketi (SP34063A),
Motorola'nın (MC34063A),
Analog Teknoloji (AP34063N8),
Anachip (AP34063 ve AP34063A).
Fairchild (MC34063A) - Şirketi doğru şekilde tanımladığımdan emin değilim.

ON Semiconductor, Unisonic Technologies (UTC) ve Texas Instruments - hatırlamıyorum, çünkü şirkete ancak bazı şirketlerin MS ile çalışma konusundaki isteksizliğiyle karşı karşıya kaldıktan sonra dikkat etmeye başladım ve özellikle mikro devreler satın almadım bu şirketlerden.

STMicroelectronics'ten satın alınan, düşük performans gösteren MC34063ACD ve MC34063EBD mikro devrelerini atmamak için, Şekil 2'de en başta gösterilen devreye yol açan birkaç deney gerçekleştirildi.

Aşağıdaki Şekil 10, RfCf düzeltme devresine (bu devrede R3C2) sahip bir stabilizatörün pratik devresini göstermektedir. Stabilizatörün düzeltme zinciri olmadan ve düzeltme zinciriyle çalışmasındaki fark daha önce "Kararlılık hakkında" bölümünde anlatılmış ve grafikler sunulmuştur (Şekil 5, Şekil 6, Şekil 7).

Şekil 10

Şekil 7'deki grafikten, mikro devrenin tüm besleme voltajı aralığında akım stabilizasyonunun mükemmel olduğu görülebilir. Kararlılık çok iyi - sanki PWM çalışıyormuş gibi. Frekans oldukça yüksektir, bu da düşük endüktanslı küçük boyutlu bobinlerin kullanılmasını mümkün kılar ve çıkış kapasitörünü tamamen ortadan kaldırır. Küçük bir kapasitör takmak yük akımı dalgalanmasını tamamen ortadan kaldırabilir. Yük akımı dalgalanma genliğinin kapasitör kapasitesine bağımlılığı daha önce "Kararlılık hakkında" bölümünde tartışılmıştı.

Daha önce de belirtildiği gibi, STMicroelectronics'ten aldığım MC34063ACD ve MC34063EBD mikro devrelerinin, veri sayfasında belirtilen 0,25V-0,35V değerine rağmen, mevcut karşılaştırıcının aşırı tahmin edilmiş bir referans voltajına sahip olduğu ortaya çıktı - sırasıyla 0,45V-0,5V. Bu nedenle yüksek yük akımlarında akım sensörü direncinde büyük kayıplar meydana gelir. Kayıpları azaltmak için, transistör VT1 ve direnç R2 kullanılarak devreye bir akım kaynağı eklendi. (Şekil 11).

Şekil 11

Bu akım kaynağı sayesinde, R3 direnci üzerinden 33 μA'lık ek bir öngerilim akımı akar, dolayısıyla R3 direnci üzerindeki voltaj, yük akımı olmasa bile 33 μA * 10 KΩ = 330 mV'dir. Mikro devrenin akım girişinin eşik voltajı 450 mV olduğundan, akım karşılaştırıcısının çalışması için akım sensörü direnci R1'in 450 mV-330 mV = 120 mV voltajına sahip olması gerekir. 1A yük akımında R1 direnci 0,12V/1A=0,12Ohm olmalıdır. Mevcut değeri 0,1 Ohm olarak ayarladık.
VT1'de bir akım dengeleyici olmasaydı, R1 direncinin 0,45V/1A=0,45Ohm oranında seçilmesi gerekecekti ve güç 0,45W'ta bunun üzerinde dağılacaktı. Şimdi aynı akımda R1'deki kayıp yalnızca 0,1 W'tur.

Bu seçenek bir pil ile çalışır, 1A'ya kadar yük akımı, güç 8-10W. Çıkış kısa devre akımı 1,1A. Bu durumda, 14,85 V besleme geriliminde akım tüketimi sırasıyla 64 mA'ya, güç tüketimi ise 0,95 W'a düşer. Bu modda mikro devre ısınmaz bile ve istenildiği kadar kısa devre modunda kalabilir.

Kalan özellikler şemada gösterilmiştir.

Mikro devre bir SO-8 paketine alınır ve bunun için yük akımı 1A'dır. Çok ısınır (terminal sıcaklığı 100 derecedir!), Bu nedenle mikro devreyi SMD montajı için dönüştürülmüş bir DIP-8 paketine kurmak, büyük çokgenler yapmak ve (veya) bir soğutucu bulmak daha iyidir.
Mikro devre anahtarının doyma voltajı oldukça yüksektir - 1A akımda neredeyse 1V, bu yüzden ısıtma bu kadar yüksektir. Mikro devrenin veri sayfasına bakılırsa, anahtar transistörün 1A akımdaki doyma voltajı 0,4V'u geçmemelidir.

Servis fonksiyonları.

Mikro devrede herhangi bir servis yeteneği bulunmamasına rağmen bağımsız olarak uygulanabilirler. Tipik olarak bir LED akım dengeleyicisinin kapatılması ve yük akımının ayarlanması gerekir.

Açık kapalı

MC34063 yongası üzerindeki stabilizatör 3. pine voltaj uygulanarak kapatılır. Bir örnek Şekil 12'de gösterilmektedir.

Şekil 12

Mikro devrenin 3. pinine voltaj uygulandığında ana osilatörünün durduğu ve anahtar transistörün kapandığı deneysel olarak belirlendi. Bu durumda mikro devrenin akım tüketimi üreticisine bağlıdır ve veri sayfasında belirtilen yüksüz akımı (1,5-4mA) aşmaz.

Dengeleyiciyi kapatmak için diğer seçenekler (örneğin, 5. pime 1,25V'tan daha yüksek bir voltaj uygulayarak), ana osilatörü durdurmadıkları ve mikro devrenin kontrole kıyasla daha fazla akım tükettiği için daha kötü olduğu ortaya çıkıyor. 3. pin.

Böyle bir yönetimin özü aşağıdaki gibidir.

Mikro devrenin 3. piminde frekans ayar kapasitörünün şarj ve deşarjının testere dişi voltajı vardır. Gerilim 1,25V eşik değerine ulaştığında, kapasitör deşarjı başlar ve mikro devrenin çıkış transistörü kapanır. Bu, dengeleyiciyi kapatmak için mikro devrenin 3. girişine en az 1,25V voltaj uygulamanız gerektiği anlamına gelir.

Mikro devrenin veri sayfalarına göre, zamanlama kapasitörü maksimum 0,26 mA akımla deşarj oluyor. Bu, bir direnç üzerinden 3. pine harici bir voltaj uygulandığında, en az 1,25V'luk bir anahtarlama voltajı elde etmek için dirençten geçen akımın en az 0,26mA olması gerektiği anlamına gelir. Sonuç olarak, harici direnci hesaplamak için iki ana rakamımız var.

Örneğin, stabilizatörün besleme voltajı 12...15V ise, stabilizatörün minimum değerde - 12V'de güvenilir bir şekilde kapatılması gerekir.

Sonuç olarak, ek direncin direnci şu ifadeden bulunur:

R=(Yukarı-Uvd1-1,25V)/0,26mA=(12V-0,7V-1,25V)/0,26mA=39KOhm.

Mikro devreyi güvenilir bir şekilde kapatmak için direnç direncini hesaplanan değerden daha az seçin. Şekil 12'deki devre parçasında direnç direnci 27KOhm'dur. Bu dirençle kapatma voltajı yaklaşık 9V'dur. Bu, dengeleyici besleme voltajı 12V ise, bu devreyi kullanarak dengeleyiciyi güvenilir bir şekilde kapatmayı umabileceğiniz anlamına gelir.

Dengeleyiciyi bir mikrodenetleyiciden kontrol ederken, direnç R, 5V'luk bir voltaj için yeniden hesaplanmalıdır.

Mikro devrenin 3. girişindeki giriş direnci oldukça büyüktür ve harici elemanların herhangi bir bağlantısı testere dişi voltajının oluşumunu etkileyebilir. Kontrol devrelerini mikro devreden ayırmak ve böylece aynı gürültü bağışıklığını korumak için VD1 diyotu kullanılır.

Stabilizatör, R direncinin sol terminaline sabit bir voltaj uygulanarak (Şekil 12) veya R direnci ile VD1 diyotu arasındaki bağlantı noktasının gövdeye kısa devre edilmesiyle (sol terminalde sabit voltaj mevcut olacak şekilde) kontrol edilebilir. direnç R).

Zener diyot VD2, mikro devrenin girişini yüksek voltajdan korumak için tasarlanmıştır. Şu tarihte: alçak gerilim güce ihtiyacı yoktur.

Akım ayarını yükle

Mikro devre akım karşılaştırıcısının referans voltajı, R1 ve R3 dirençleri üzerindeki voltajların toplamına eşit olduğundan, R3 direncinin ön akımını değiştirerek yük akımı ayarlanabilir (Şekil 11).

İki ayar seçeneği mümkündür - değişken direnç ve sabit voltaj.

Şekil 13, kontrol devresinin tüm elemanlarını hesaplamanıza olanak tanıyan gerekli değişiklikler ve tasarım ilişkileriyle birlikte Şekil 11'deki diyagramın bir parçasını göstermektedir.

Şekil 13

Yük akımını değişken bir dirençle düzenlemek için sabit direnç R2'yi bir direnç grubu R2' ile değiştirmeniz gerekir. Bu durumda değişken direncin direnci değiştiğinde, R2' direncinin toplam direnci 27...37KOhm aralığında değişecek ve transistör VT1'in (ve R3 direncinin) drenaj akımı 1,3V/27.. aralığında değişecektir. 0,37KOhm=0,048...0,035mA. Bu durumda direnç R3 üzerindeki öngerilim voltajı 0,048...0,035mA*10KOhm=0,48...0,35V arasında değişecektir. Mikro devrenin akım karşılaştırıcısını tetiklemek için direnç-akım sensörü R1'deki voltajın (Şekil 11) 0,45-0,48...0,35V=0...0,1V düşmesi gerekir. R1=0,1Ohm direnciyle, içinden 0…0,1V/0,1Ohm=0…1A aralığında bir yük akımı geçtiğinde böyle bir voltaj düşecektir.

Yani değişken direnç R2'nin direncini 27...37KOhm dahilinde değiştirerek yük akımını 0...1A aralığında düzenleyebiliriz.

Yük akımını sabit bir voltajla düzenlemek için, transistör VT1'in kapısına bir Rd1Rd2 voltaj bölücü takmanız gerekir. Bu bölücüyü kullanarak herhangi bir kontrol voltajını VT1 için gereken voltajla eşleştirebilirsiniz.

Şekil 13 hesaplama için gerekli tüm formülleri göstermektedir.

Örneğin, 0...5V aralığında sabit bir voltaj değişkeni kullanarak yük akımını 0...1A aralığında düzenlemek gerekir.

Şekil 11'deki akım stabilizatör devresini kullanmak için transistör VT1'in kapı devresine Rd1Rd2 voltaj bölücüyü kuruyoruz ve direnç değerlerini hesaplıyoruz.

Başlangıçta devre, direnç R2'nin akımı ve alan etkili transistör VT1'in eşik voltajı tarafından belirlenen 1A'lık bir yük akımı için tasarlanmıştır. Yük akımını sıfıra düşürmek için önceki örnekte olduğu gibi direnç R2'nin akımını 0,034 mA'dan 0,045 mA'ya çıkarmanız gerekir. R2 direncinin (39KOhm) sabit direnciyle, üzerindeki voltajın 0,045…0,034mA*39KOhm=1,755…1,3V aralığında değişmesi gerekir. Geçit voltajı sıfır olduğunda ve transistör VT2'nin eşik voltajı 1,3V olduğunda, R2 direnci üzerinde 1,3V'luk bir voltaj ayarlanır. R2'deki voltajı 1.755V'a çıkarmak için VT1 kapısına 1.755V-1.3V=0.455V sabit voltaj uygulamanız gerekir. Sorunun koşullarına göre kapıdaki böyle bir voltajın +5V kontrol voltajında ​​​​olması gerekir. Rd2 direncinin direncini 100KOhm'a ayarladıktan sonra (kontrol akımını en aza indirmek için), Rd1 direncinin direncini Uу=Ug*(1+Rd2/Rd1) oranından buluruz:

Rd1= Rd2/(Uу/Ug-1)=100KOhm/(5V/0.455V-1)=10KOhm.

Yani kontrol voltajı sıfırdan +5V'a değiştiğinde yük akımı 1A'den sıfıra düşecektir.

Açma-kapama ve akım kontrol fonksiyonlarına sahip 1A akım dengeleyicinin tam devre şeması Şekil 14'te gösterilmektedir. Yeni elemanların numaralandırılması, Şekil 11'deki şemaya göre başlatılan işlemin devamıdır.

Şekil 14

Devre, Şekil 14'ün bir parçası olarak test edilmedi. Ancak, oluşturulduğu Şekil 11'e göre devre tamamen test edildi.

Diyagramda gösterilen açma/kapama yöntemi prototip oluşturularak test edilmiştir. Mevcut kontrol yöntemleri şu ana kadar yalnızca simülasyonla test edildi. Ancak ayarlama yöntemleri gerçekten kanıtlanmış bir akım dengeleyici temelinde oluşturulduğundan, montaj sırasında yalnızca uygulanan alan etkili transistör VT1'in parametrelerine uyacak şekilde direnç değerlerini yeniden hesaplamanız gerekir.

Yukarıdaki devrede, değişken direnç Rp ve 0...5V sabit voltaj ile yük akımını ayarlamak için her iki seçenek de kullanılır. Değişken dirençli ayar, Şekil 12'ye kıyasla biraz farklı seçilmiştir ve bu, her iki seçeneğin aynı anda uygulanmasını mümkün kılmıştır.

Her iki ayarlama da bağımlıdır; bir yönde ayarlanan akım, diğer yönde maksimumdur. Yük akımını 0,5A'ya ayarlamak için değişken direnç Rp kullanılırsa, voltajı ayarlayarak akım sıfırdan 0,5A'ya değiştirilebilir. Ve bunun tersi de geçerlidir - değişken dirençli, sabit bir voltajla ayarlanan 0,5A'lık bir akım da sıfırdan 0,5A'ya değişecektir.

Yük akımı ayarının değişken bir dirençle bağımlılığı üsteldir, bu nedenle doğrusal ayarlama elde etmek için, direncin dönme açısına logaritmik bağımlılığı olan değişken bir direnç seçilmesi önerilir.

Rp direnci arttıkça yük akımı da artar.

Yük akımı düzenlemesinin sabit voltaja bağımlılığı doğrusaldır.

SB1 anahtarı stabilizatörü açar veya kapatır. Kontaklar açıkken stabilizatör kapatılır, kontaklar kapalıyken açıktır.

Tamamen elektronik kontrol ile dengeleyicinin kapatılması, ya doğrudan mikro devrenin 3. pinine sabit bir voltaj uygulanarak ya da ek bir transistör aracılığıyla sağlanabilir. Gerekli kontrol mantığına bağlı olarak.

Kondansatör C4, dengeleyicinin yumuşak bir şekilde başlatılmasını sağlar. Güç uygulandığında, kapasitör şarj edilene kadar, alan etkili transistör VT1'in (ve direnç R3) akımı, direnç R2 ile sınırlı değildir, ancak mevcut kaynak modunda açılan alan etkili transistör için maksimum değere eşittir ( birimler - onlarca mA). Direnç R3 üzerindeki voltaj, mikro devrenin akım girişi eşiğini aşıyor, bu nedenle mikro devrenin anahtar transistörü kapalı. R3'ten geçen akım, R2 direnci tarafından ayarlanan değere ulaşana kadar kademeli olarak azalacaktır. Bu değer yaklaştıkça R3 direnci üzerindeki voltaj azalır, akım koruma girişindeki voltaj giderek artan bir şekilde akım sensörü direnci R1 üzerindeki voltaja ve buna bağlı olarak yük akımına bağlıdır. Sonuç olarak, yük akımı sıfırdan önceden belirlenmiş bir değere (değişken bir direnç veya sabit bir kontrol voltajı ile) artmaya başlar.

Baskılı devre kartı.

Aşağıda, farklı çip paketleri (DIP-8 veya SO-8) ve farklı bobinler (standart, fabrika yapımı) için stabilizatör baskılı devre kartı seçenekleri (Şekil 2 veya Şekil 10'daki blok şemasına göre - pratik bir versiyon) bulunmaktadır. veya püskürtülmüş demir halka üzerinde ev yapımı). Tahta Sprint-Layout programının 5. versiyonunda çizilmiştir:

Tüm seçenekler, elemanların hesaplanan gücüne bağlı olarak 0603'ten 1206'ya kadar standart boyutlardaki SMD elemanlarının montajı için tasarlanmıştır. Kartta devrenin tüm elemanları için koltuklar bulunur. Tahtanın lehimini sökerken, bazı elemanlar takılmayabilir (bu daha önce yukarıda tartışılmıştır). Örneğin, frekans ayarlı C T ve çıkış Co kapasitörlerinin kurulumunu zaten tamamen bıraktım (Şekil 2). Frekans ayarlayıcı bir kapasitör olmadan, stabilizatör daha yüksek bir frekansta çalışır ve bir çıkış kapasitörüne duyulan ihtiyaç yalnızca yüksek yük akımlarında (1A'ya kadar) ve (veya) indüktörün küçük endüktanslarında olur. Bazen, çalışma frekansını ve buna bağlı olarak yüksek yük akımlarında dinamik güç kayıplarını azaltan bir frekans ayar kapasitörünün takılması mantıklı olabilir.

Baskılı devre kartları herhangi bir özel özelliğe sahip olmayıp hem tek taraflı hem de çift taraflı folyo PCB üzerine yapılabilmektedir. Çift taraflı PCB kullanıldığında, ikinci taraf kazınmaz ve ek bir ısı emici ve/veya ortak bir kablo görevi görür.

Kartın arka tarafındaki metalizasyonu soğutucu olarak kullanırken, mikro devrenin 8. piminin yakınında bir delik açmanız ve her iki tarafı kalın bakır telden yapılmış kısa bir atlama teli ile lehimlemeniz gerekir. DIP paketinde bir mikro devre kullanıyorsanız, 8. pime karşı delik açılmalıdır ve lehimleme sırasında bu pimi bir atlama teli olarak kullanın ve pimi tahtanın her iki tarafına lehimleyin.

Jumper yerine perçin takılarak iyi sonuçlar elde edilir. bakır kablo 1,8 mm çapında (2,5 mm2 kesitli kablo çekirdeği). Perçin, tahtanın aşındırılmasından hemen sonra yerleştirilir - perçin telinin çapına eşit çapta bir delik açmanız, bir tel parçasını sıkıca yerleştirmeniz ve delikten 1 mm'den fazla çıkıntı yapmayacak şekilde kısaltmanız gerekir; ve küçük bir çekiçle örsün her iki yanından iyice perçinleyin. Montaj tarafında, perçinin çıkıntılı kafasının parçaların lehimlenmesine engel olmaması için perçin levha ile aynı hizada olmalıdır.

Özellikle mikro devrenin 8. piminden bir ısı emici yapmak garip bir tavsiye gibi görünebilir, ancak hatalı bir mikro devre durumunda yapılan çarpışma testi, tüm güç kısmının 8. pime sağlam bir çıkışı olan geniş bir bakır plaka üzerine yerleştirildiğini gösterdi. kasanın pini. Mikro devrenin 1 ve 2 numaralı pinleri şerit şeklinde yapılmış olmasına rağmen ısı emici olarak kullanılamayacak kadar incedir. Kasanın diğer tüm terminalleri mikro devre kristaline ince tel köprülerle bağlanır. İlginç bir şekilde, tüm mikro devreler bu şekilde tasarlanmamıştır. Test edilen birkaç vaka daha, kristalin merkezde bulunduğunu ve mikro devrenin şerit pimlerinin hepsinin aynı olduğunu gösterdi. Kablolama - tel köprülerle. Bu nedenle, kontrol etmek için birkaç mikro devre muhafazasını daha "sökmeniz" gerekir...

Isı emici ayrıca boyutları tahtanın dışına taşmayan, 0,5-1 mm kalınlığında bakır (çelik, alüminyum) dikdörtgen bir plakadan da yapılabilir. DIP paketi kullanıldığında plaka alanı yalnızca indüktörün yüksekliğiyle sınırlıdır. Plaka ile çip gövdesi arasına bir miktar termal macun sürmelisiniz. SO-8 paketinde bazı montaj parçaları (kapasitörler ve diyot) bazen plakanın sıkı oturmasını engelleyebilir. Bu durumda termal macun yerine uygun kalınlıkta Nomakon kauçuk conta kullanılması daha iyidir. Mikro devrenin 8. piminin bu plakaya bir aktarma teli ile lehimlenmesi tavsiye edilir.

Soğutma plakası büyükse ve mikro devrenin 8. pimine doğrudan erişimi engelliyorsa, önce 8. pimin karşısındaki plakada bir delik açmanız ve önce bir tel parçasını pimin kendisine dikey olarak lehimlemeniz gerekir. Ardından teli plakadaki delikten geçirin ve çip gövdesine doğru bastırın, bunları birbirine lehimleyin.

Artık alüminyumu lehimlemek için iyi bir akı mevcuttur, bu nedenle ondan bir soğutucu yapmak daha iyidir. Bu durumda soğutucu, en geniş yüzey alanına sahip profil boyunca bükülebilir.

1,5A'ya kadar yük akımları elde etmek için, soğutucunun her iki tarafında da yapılması gerekir - kartın arka tarafında katı bir çokgen şeklinde ve çip gövdesine bastırılan metal bir plaka şeklinde. Bu durumda mikro devrenin 8. pimini hem arka taraftaki poligona hem de kasaya bastırılan plakaya lehimlemek gerekir. Kartın arka tarafındaki ısı emicinin termal ataletini arttırmak için, bunu çokgene lehimlenmiş bir plaka şeklinde yapmak da daha iyidir. Bu durumda, daha önce kartın her iki tarafını birbirine bağlayan mikro devrenin 8. pimindeki perçin üzerine ısı emici plakayı yerleştirmek uygundur. Perçini ve plakayı lehimleyin ve tahtanın çevresi boyunca birkaç yere lehimleyerek sabitleyin.

Bu arada, kartın arka tarafında bir plaka kullanıldığında, kartın kendisi tek taraflı folyo PCB'den yapılabilir.

Elemanların konum belirlemeleri için tahta üzerindeki yazılar, çokgenler üzerindeki yazılar hariç, olağan şekilde (basılı parçalar gibi) yapılmıştır. İkincisi beyaz bir servis katmanı “F” üzerinde yapılır. Bu durumda bu yazılar aşındırılarak elde edilir.

Güç ve LED kabloları, yazıtlara göre kartın karşıt uçlarına lehimlenmiştir: güç için “+” ve “-”, LED'ler için “A” ve “K”.

Tahtayı kılıfsız bir versiyonda kullanırken (kontrol edip ayarladıktan sonra), uygun uzunluk ve çapta bir parça ısıyla daralan makaronun içine takmak ve bir saç kurutma makinesi ile ısıtmak uygundur. Henüz soğumamış ısıyla büzüşen uçları, terminallere daha yakın pense ile kıvrılmalıdır. Sıcak preslenmiş ısıyla büzüşen malzeme birbirine yapışır ve neredeyse hava geçirmez ve oldukça dayanıklı bir muhafaza oluşturur. Kıvrımlı kenarlar o kadar sıkı yapıştırılmıştır ki, ayırmaya çalıştığınızda ısıyla büzüşen parça kırılır. Aynı zamanda, onarım veya bakım gerekiyorsa, kıvrılmış alanlar, saç kurutma makinesi ile yeniden ısıtıldığında, kıvrılma izi bile bırakmadan kendiliğinden yapışır. Biraz beceriyle, hala sıcak olan ısıyla büzüşmeyi cımbızla uzatabilir ve tahtayı dikkatlice ondan çıkarabilirsiniz. Sonuç olarak, ısıyla büzüşen levhanın yeniden paketlenmesi için uygun olacaktır.

Panelin tamamen kapatılması gerekiyorsa termal pad sıkıştırıldıktan sonra uçları termal pad ile doldurulabilir. "Kılıfı" güçlendirmek için tahtaya iki kat ısıyla büzüşme koyabilirsiniz. Her ne kadar bir katman oldukça dayanıklı olsa da.

Stabilizatör hesaplama programı

Devre elemanlarını hızlı bir şekilde hesaplamak ve değerlendirmek için EXCEL programında formüllerin bulunduğu bir tablo çizildi. Kolaylık sağlamak için bazı hesaplamalar VBA kodu tarafından desteklenir. Programın çalışması yalnızca Windows XP'de test edildi:

Dosyayı çalıştırdığınızda, programda makroların varlığı konusunda sizi uyaran bir pencere görünebilir. “Makroları devre dışı bırakma” komutunu seçmelisiniz. Aksi takdirde, program tablo hücrelerinde yazılan formülleri kullanarak başlayacak ve hatta yeniden hesaplamayı gerçekleştirecektir, ancak bazı işlevler devre dışı bırakılacaktır (girişin doğruluğunu kontrol etme, optimize etme yeteneği vb.).

Programı başlattıktan sonra, şu soruyu soran bir pencere görünecektir: "Tüm giriş verileri varsayılana geri yüklensin mi?" Burada "Evet" veya "Hayır" düğmesini tıklamanız gerekir. “Evet”i seçerseniz, örnek olarak, hesaplama için tüm giriş verileri varsayılan olarak ayarlanacaktır. Tüm hesaplama formülleri de güncellenecektir. "Hayır"ı seçerseniz giriş verileri önceki oturumda kaydedilen değerleri kullanır.

Temel olarak “Hayır” butonunu seçmeniz gerekiyor ancak önceki hesaplama sonuçlarını kaydetmek istemiyorsanız “Evet” seçeneğini seçebilirsiniz. Bazen çok fazla yanlış giriş verisi girerseniz, bir tür arıza yaparsanız veya bir formülle bir hücrenin içeriğini yanlışlıkla silerseniz, programdan çıkıp “Evet” sorusunu yanıtlayarak tekrar çalıştırmak daha kolaydır. Bu, hataları arayıp düzeltmekten ve kayıp formülleri yeniden yazmaktan daha kolaydır.

Program, üç ayrı tablodan oluşan normal bir Excel çalışma sayfasıdır ( Giriş verileri , Çıktı , Hesaplama sonuçları ) ve stabilizatör devresi.

İlk iki tablo girilen veya hesaplanan parametrenin adını, kısa sembol(açıklık sağlamak amacıyla formüllerde de kullanılır), parametre değeri ve ölçü birimi. Üçüncü tabloda, elemanın amacı şemada görülebildiğinden gereksiz olarak isimler çıkarılmıştır. Hesaplanan parametrelerin değerleri sarı renkle işaretlenmiştir ve formüller bu hücrelere yazıldığı için bağımsız olarak değiştirilemez.

Masaya " Giriş verileri » Başlangıç ​​verileri girilir. Bazı parametrelerin amacı notlarda açıklanmıştır. Hepsi hesaplamada yer aldığından, giriş verilerinin bulunduğu tüm hücrelerin doldurulması gerekir. Bunun istisnası, “Akım dalgalanmasını yükle (Inp)” parametresine sahip hücredir - boş olabilir. Bu durumda indüktörün endüktansı, yük akımının minimum değerine göre hesaplanır. Bu hücrede yük dalgalanma akımının değerini ayarlarsanız, indüktörün endüktansı, belirtilen dalgalanma değerine göre hesaplanır.

Referans voltajının değeri veya akım tüketimi gibi bazı parametreler farklı yonga üreticileri arasında farklılık gösterebilir. Daha güvenilir hesaplama sonuçları elde etmek için daha doğru veriler sağlamanız gerekir. Bunu yapmak için, farklı parametrelerin ana listesini içeren dosyanın ikinci sayfasını (“Cips”) kullanabilirsiniz. Çip üreticisini tanıyarak daha doğru verilere ulaşabilirsiniz.

Masada " Çıktı » İlgi duyulan ara hesaplama sonuçları bulunur. Hesaplanan değerin bulunduğu hücre seçilerek hesaplamalarda kullanılan formüller görülebilir. “Maksimum doldurma faktörü (dmax)” parametresine sahip bir hücre, yeşil ve kırmızı olmak üzere iki renkten biriyle vurgulanabilir. Parametre değeri kabul edilebilir olduğunda hücre yeşil renkte, izin verilen maksimum değer aşıldığında ise kırmızı renkte vurgulanır. Hücre notunda, düzeltmek için hangi giriş verilerinin değiştirilmesi gerektiğini okuyabilirsiniz.

Bu yongayı daha detaylı anlatan AN920-D belgesinde MC34063 yongasının maksimum görev döngüsü değerinin 0,857'yi geçemeyeceği, aksi halde kontrol limitlerinin belirtilenlerle örtüşmeyebileceği belirtiliyor. Hesaplamada elde edilen parametrenin doğruluğu için kriter olarak alınan bu değerdir. Doğru, uygulama doldurma faktörünün gerçek değerinin 0,9'dan büyük olabileceğini göstermiştir. Görünüşe göre bu tutarsızlık “standart dışı” katılımla açıklanıyor.

Hesaplamaların sonucu, üçüncü tabloda özetlenen devrenin pasif elemanlarının değerleridir " Hesaplama sonuçları" . Elde edilen değerler stabilizatör devresinin montajı sırasında kullanılabilir.

Bazen elde edilen değerleri kendinize uyacak şekilde ayarlamak yararlı olabilir, örneğin direnç direncinin, kapasitör kapasitansının veya indüktör endüktansının elde edilen değeri standart olanla örtüşmediğinde. nasıl etkilediğini görmek de ilginçtir. Genel özellikleri bazı elemanların değerlerini değiştiren şemalar. Bu özellik programda uygulanmaktadır.

Masanın sağında" Hesaplama sonuçları" Her parametrenin yanında bir kare vardır. Seçilen kare üzerinde farenin sol tuşuna tıkladığınızda, içinde seçim gerektiren parametreyi işaretleyen bir “kuş” belirir. Bu durumda, değerin bulunduğu alandan sarı vurgu kaldırılır; bu, bu parametrenin değerini bağımsız olarak seçebileceğiniz anlamına gelir. Ve tabloda " Veri girişi" Değişen parametreler kırmızı renkle vurgulanır. Yani, ters bir yeniden hesaplama gerçekleştirilir - formül, giriş verileri tablosunun bir hücresine yazılır ve hesaplama parametresi tablo değeridir " Hesaplama sonuçları" .

Örneğin “tabloda indüktörün endüktansının karşısına bir “kuş” yerleştirilerek Hesaplama sonuçları" Tablonun “Minimum yük akımı” parametresinin kırmızı renkle vurgulandığını görebilirsiniz. Giriş verileri ».

Endüktans değiştiğinde tablonun bazı parametreleri de değişir " Çıktı ", örneğin "Maksimum indüktör ve anahtar akımı (I_Lmax)". Bu şekilde, mikro devrenin anahtar transistörünün maksimum akımını aşmadan, ancak minimum yük akımının değerinden "fedakarlık etmeden" standart aralık ve boyutlardan minimum endüktansa sahip bir bobin seçebilirsiniz. Aynı zamanda yük akımı dalgalanmasındaki artışı telafi etmek için çıkış kapasitörü Co değerinin de arttığını görebilirsiniz.

Endüktansı seçtikten ve diğer bağımlı parametrelerin tehlikeli sınırların ötesine geçmediğinden emin olduktan sonra, endüktans parametresinin yanındaki onay işaretini kaldırın, böylece indüktörün endüktansını etkileyen diğer parametreleri değiştirmeden önce elde edilen sonucu güvence altına alın. Ayrıca tabloda “ Hesaplama sonuçları" formüller geri yüklendi ve tabloda " Veri girişi" aksine kaldırılır.

Aynı şekilde tablonun diğer parametrelerini de seçebilirsiniz " Hesaplama sonuçları" . Ancak hemen hemen tüm formüllerin parametrelerinin örtüştüğünü aklınızda bulundurmalısınız; bu nedenle, bu tablonun tüm parametrelerini bir kerede değiştirmek isterseniz çapraz referanslarla ilgili bir mesaj içeren bir hata penceresi görünebilir.

Makaleyi pdf formatında indirin.